一步一步做个电流源

shichen717

这几天很忙，帖子可能推迟更新，大家见谅。

shichen717

潜在的振荡：运放的高频主极点pH
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通过加速补偿，由Cgs造成的极点作用基本消除。
然而，0dB线附近还有一个极点——运放的高频主极点pH。
事实上，就纯粹的运放而言，pH只在0dB线之下不远的位置。与po类似，由于gmRsample的增益作用，pH也有可能浮出0dB线，从而使Aopen与1/F的交点斜率差为40dB/DEC，引起振荡。
pH的位置比po低，因此gmRsample的增益必须更高才能使电路由于pH而产生振荡，然而gmRsample由于datasheet中没有完整参数，实际上只能大致预测而无法精确计算。因此必须采取一定措施避免pH的作用。

如前所述，零点可以矫正极点的作用，但有一个条件，除非将零点/极点频率降得很低或升得很高，使其位于远离1/F的位置。

pH距离0dB线过于近，而且是运放的固有极点，想通过前面类似的方法转移极点位置很不容易。

如果1/F的位置改变，远离pH，就能轻易解决pH的烦恼。然而1/F决定了电路的输出电流，不能随意更改。

但如果1/F的DC值不变而高频有所提升，应该可以——这就是噪声增益补偿。

噪声增益补偿方法来自反向放大器，使用RC串联网络连接在Vin+和Vin-之间。这种方法不建议用在同向放大器，但也不是绝对不可以，只需将RC串联网络的Vin+端接地，并在Rsample上的电压反馈到Vin-之前串联电阻RF即可。

(原文件名:B9.JPG)

这个电路在功放里很常见，目的是降低DC误差，但不影响高频响应。此处的作用在于为反馈系数F提供一对极点/零点，从而使F的高频响应降低，即1/F的高频响应增强，实质上使F成为一个低通滤波器，对应1/F为高通滤波器。


(原文件名:B10.JPG)

F中的极点和零点在1/F中相对应为零点zc和极点pc，zc=1/2pi(RF+Rc)Cc，pc=1/2piRcCc，两者之间的增益差为1+RF/Rc，从而使pc之后的1/F提升了1+RF/Rc，使1/F远离pH。

显然，1+RF/Rc越大，zc和pc频率越低，1/F越远离pH，系统越稳定，但也会出现致命的问题——瞬态性能下降。
如果电流源输入端施加阶跃激励，电流源系统输出端会产生明显的过冲振荡，而后在几个振荡周期后进入稳态。

原因在于阶跃激励使运放迅速动作，MOSFET栅极电压迅速增大，输出电流Io增大，但体现在Rsample上的采样电压IoRsample受到噪声增益补偿网络F的低通作用，向运放隐瞒了IoRsample迅速上升的事实，即反馈到Vin-的电压无法体现运放的输出动作，从而造成超调振荡。

虽然超调振荡不是致命的，由于足够的阻尼作用，它总会进入稳态，但超调造成的输出电流冲击却很容易摧毁脆弱的负载，因此仍然不能容忍。

适可而止，如果1+RF/Rc=2，就给gm的增大提供2倍空间，考虑稍适过补偿原则，1+RF/Rc取3是合理的，对应产生3倍gm变化的电流增量至少需要10倍，足矣。

即使如此，阶跃响应仍有一些很小的过冲，将在后面解决。

直流性能是不受影响的。

实际RF=1k Ohm，Rc=470 Ohm，Cc=0.1uF，zc=1kHz/0dB，pc=3kHz/9.5dB。

（补充：上一节中的Rs=3.9k Ohm，Cs=0.1uF，po=400Hz，zo=400Hz，由于无法编辑，补充于此）

本次增加成本：
1k Ohm电阻 1只 单价0.01元，合计0.01元
470 Ohm电阻 1只 单价0.01元，合计0.01元
0.1uF/50V电容 1只 单价0.03元，合计0.03元
合计0.05元

合计成本：9.51元

shichen717

反馈很少。及时反馈，及时解决。

zhiyuan1106

【105楼】 zhanger   你也太不厚道了吧？到处发你的广告贴赚电阻！

shichen717

第二个输入端
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电路系统通常都是多输入系统。
将之前的补偿元件添加进基础电路，并标注完整的电源。

(原文件名:C1.JPG)

看似只有一个输入端Vin，但有前提条件——理想电源。

此电路共有5个输入端，Vin、Vcc、Vee、Vp和GND。
1. Vin为设定输入端，自然希望所有系统输出都只与其相关。
2. Vcc和Vee为运放电源。通常运放只需要5mA以内的偏流，因此只需滤波电容大于100uF既可限制纹波在可容忍的范围内，况且Vcc和Vee一般会有78xx稳压，78xx的纹波抑制能力不低于100倍即40dB，运放本身的电源抑制比至少80dB，因此Vcc和Vee的小幅变化对系统的影响基本可以忽略，即Vcc和Vee可视为理想电源。
3. GND也是输入端？不错，除非铜的电阻率为0，否则地阻抗会起作用。如果PCB严格一点接地，由于地阻抗造成的问题基本不用考虑。否则，PCB设计不合格。

还剩下一个Vp，虽然Vp也可由78xx得到，稳压前还可用大电容滤波，但MOSFET是没有电源抑制能力的，因此Vp的波动会通过影响输出电流（一定频率下，系统调整能力是有限的）直接作用在Rsample上，并反应在运放输入端Vin-。

100mA的电源的纹波问题是容易处理的，如果电流达到A_级别以上，很少有便宜的稳压IC可以处理，虽然LT108x能达到5A，但是在Vdrop不大的情况下，如果Vdrop=3V，一般的小散热器就会力不从心，5A只是瞬间电流储备能力，不推荐连续使用。因此A_级别以上的电源大多直接整流滤波得到，纹波不可小视。虽然理论上2000uF/A的滤波电容已足够抑制纹波，但那是在变压器内阻极低的前提下。更大电流的电源很多由可控硅调压得到，那个纹波就更厉害，即使滤波电容很大，纹波仍可由示波器清晰看到。

如果Vp由开关电源提供，开关电源工作频率附近的噪声将作为输入信号进入电路。


如果纹波频率很低，例如100Hz，系统在此频率完全可以应对，但Vp引入的信号（纹波和噪声）通常不是正弦波，而是非对称三角波，上升沿和下降沿分别为电容充电和放电曲线的一部分，富含谐波，而且谐波频率很高，但幅度逐次衰减。开关电源更是如此，由于其工作频率很高，纹波基波幅度已经很大，因此可能造成更显著的问题。


纹波或其某个谐波通过Vp进入电路后，如果系统在此频率上调整能力有限，将造成输出电流波动（系统无法以足够的速率相应反向调整），并反应在Rsample上，进入Vin-。运放随即调整输出端，但能力有限，输出端尚未调整好，纹波的幅度和相位就可能发生变化，再次通过Rsample反馈到Vin-就可能出现相位裕量不足的情况，从而诱发振荡。

由电路理论出发，如果系统在某个频率上控制能力（带宽）不足，则无法抑制此频率上的电源波动影响。因此要么提高系统带宽，要么改善电源质量。

然而，对于恒流电子负载而言，原则上要面对各种电压源Vp，而且大多数是作为中间产品的实验源，性能参差，纹波水平各异。改善电源质量基本是句空话。提高系统带宽对于稳恒用途又实在意义不大，而且造成成本陡增。

还有一种消极但便宜而且适应性强的处理办法，使运放无法看到高频率的纹波，即积分补偿。

在运放Vin-和输出端之间添加Rm、Cm串联网络，使Rsample上的电压进入Vin-之前由RF、Rm和Cm进行积分滤波，使输出电流中高次谐波成分无法（或大部分无法）进入运放。对于电子负载，积分补偿更为重要。

(原文件名:C2.JPG)

由于RF、Rm和Cm构成积分器，因而称为积分补偿。积分补偿的0dB频率fi0dB由RF和Cm决定fi0dB=1/2piRFCm。
大于0dB频率的纹波成分受到衰减，直至达到Rm和Cm确定的回转（零点）频率fiz=1/2piRmCm。回转的作用在于不过分降低系统对高频的反应能力。
0dB频率至少应低于诱发振荡的纹波频率10倍，已达有效衰减。

(原文件名:C3.JPG)

很多电路不使用Rm，即没有回转频率。那一定有Cm很小（100pF左右）的前提，否则如果Cm很大，积分频响曲线在高频段衰减过于严重，将造成系统高频控制力下降。对于Vp性能不太好的情况，Cm可能取值很大，因此Rm是必要的。
显然，积分器0dB频率越低，系统越稳定，但也会由于Rm、Cm和Rc、Cc构成的局部反馈使系统瞬态性能降低，因此适可而止。

积分补偿没有固定的经验值，如果Vp质量较好，Cm甚至可以降至22pF，反之，如果Vp质量很差（例如电子负载通常见到的情况），Cm可增大至1uF。
此外Cm的选择还与运放GBW有关，GBW越高（当然要有频率足够高的MOSFET配合），系统对于高频的控制能力越强，Cm可越小。

Rm决定回转频率，通常回转频率高于0dB频率10倍以上，因此Rm大致为1/10RF=100 Ohm。

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【47楼】 yan_jian  
我做的电子负载，电源差点就振荡

只需增大Cm至1uF，Rm=100 Ohm，RF=1k Ohm即可。
之前在可控硅调压电压源上试过，可有效抑制振荡。
估计可控硅调压电压源是纹波性能相当差的电源，尤其在低压大电流时，纹波能电到人。
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一定要明确：虽然积分补偿使系统免受Vp纹波的影响，但实际上只是采取视而不见的做法，流过负载、MOSFET和Rsample的电流仍然受Vp纹波的影响。

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【55楼】 STM32_Study  
电流源对于开关电源纹波是不是有较好的抑制作用？

答案是不一定的。
如果电流源带宽高于开关电源工作频率5倍以上，可以。
否则，不能。
用开关电源做Vpp时，如果电流源带宽不足，输出电流上仍有开关电源工作频率附近的纹波波形。
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因此，如果可能，一定首先改善Vp质量。

好在本次只做100mA的电流源，一个7824或LM317就搞定了。在此情况下Cm=1000pF足矣。fi0dB=160kHz，fiz=1.6MHz，160kHz频率以上由Vp造成的电流纹波/噪声可由输出减振器网络消除。

本次增加成本：
100 Ohm电阻 1只 单价0.01元，合计0.01元
1000pF/50V电容 1只 单价0.03元，合计0.03元
合计0.04元

合计成本：9.55元


题外话：Rm、Cm、Rc和Cc构成的局部反馈问题至今悬而未决，用拉普拉斯变换，无论如何计算，运放开环直流增益都会下降至(Cs+Cm)/Cm，但实际上直流时电容是开路，运放开环直流增益不受影响。

(原文件名:C4.JPG)

也许是拉普拉斯变换对直流力不从心，细细想来，倒是一个简单的问题，1/0不是无穷大，而是没有意义。
考虑以下的电路，Vin为直流电压，Vout是多少呢？如果用容抗计算Vout=1/2Vin，但实际上Vout=任意值。因为直流下电容没有容抗概念。

(原文件名:C5.JPG)

shichen717

【84楼】
pL=1Hz
po=800Hz
pH=2MHz

GBW=1MHz  
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修改：po=800kHz

shichen717

频率响应是做模拟电路的基本功。

这几部分不太容易，不可能所有人都没有问题。

实在不希望发个帖子只有最后一步的成品最重要。

cowboy

shichen717 ,一些理论搞得太深了，可能有些网友和我都不太好理解，所以想提问也沾不上边。不过没关系，你继续，我们恶补，总有一天会领会:)

顺便问一下，39楼第3点提到：
（1）如果Vin+端电压很接近0V，运放输入级晶体管会工作在不太舒服的状态，VCE过小，导致电流增益下降

我怎觉得VCE有2V以上就能很好地工作，这样在-5V供电的情况下对运放的Aopen影响不大吧。

shichen717

运放的各项特性指标基本是在Vin+=Vin-=1/2(Vcc-Vee)测试得到，此时VCE的状态会比较合适（运放设计者决定）。

VCE=2V的确可以工作，但还不能很好的工作，通常VCE>5V，NPN/PNP性能会更好，尤其对于输入级的超beta管，能得到更大的电流增益。
对Aopen会有影响，-5V只是举例，真的工作在-5V其实影响基本可以忽略。
主要是要强调Vin+/Vin-尽量不要偏离1/2(Vcc-Vee)。

实际上非对称双电源也是常用的。很多时候5V低压运放要输出真正的0-3V，会使Vcc=4V，Vee=-1V。


老实讲，这些理论不太深，都是基本电路单元和基本的信号处理。困难的可能是工程考虑问题的方法。
说来惭愧，我搞明白这些的时候，还以为掌握了多么高深的知识，高兴得不得了。
后来才知道，国外本科就讲这些，原来是模拟工程师的基本功。
咱们的学生（包括老师）模拟底子实在太薄。
很希望大家都能尽量掌握，将来做东西会很有用。

jn229

期待作品完成

shichen717

这些不过是些雕虫小技
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这正是我想说的。


那位在4年按期毕业的毫米波专业博士，获得全国百篇优秀博士论文荣誉，而且SCI,EI各收录了他的10篇论文，能在IEEE期刊上灌水玩的人，不多
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这个就不只是水平，而且要靠运气了。
10篇很合适。我的论文拿到半导体所评审的时候，评审先生的一个学生发过50篇EI SCI，他以此嘲笑我，我只有2篇核心，1篇EI，我以此反讥他，50篇还有时间搞科研？（当然是在心里）


【110楼】 cowboy
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刚才在路上仔细想了想，beta降低对Iin的影响可能比Aopen更显著，Aopen毕竟有内部局部反馈约束。

cowboy

【114楼】beta降低对Iin的影响可能比Aopen更显著，Aopen毕竟有内部局部反馈约束。
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对Iin的影响带来的负面因素是什么？是输入阻抗变小？还是失调电压变大？好象都会影响精度。
我想了解一下VCE对beta的影响有多大，我一直认为只要VCE>0.7V，beta是几乎不变。不过好象跑题了。

shichen717

超beta管的目的在于降低Iin。从而避免由于外界原因造成的精度下降。
如果输入端之前是硬输出（例如运放输出端），Iin增大的影响似乎很小，如果是软输出（例如电阻网络），Iin增大会造成电阻网络分压，引起精度下降。
这有时是个麻烦事，10nA的Iin在100k Ohm电阻上会产生1mV误差，如果对称双电源能解决就尽量先不去考虑。

VCE=VCB+VBE，放大区内VBE基本不变，VCE的变化就是VCB的变化。

VCE=0.7V，VCB=0，晶体管处于临界饱和，beta很小，通常要求VCE至少3V，VCB>2V，才能进入稳定的放大区。

对于普通平面管，基区宽度和掺杂浓度适中，因此基区宽度受VCB的调制效应不明显，beta随VCE变化很小，early电压很高，输出特性曲线在放大区基本平行于电压轴，只有很细微的上扬，直到击穿区才会明显上扬。

超beta管的基区很窄，而且掺杂浓度很低才能提高beta，因此基区宽度受VCB的调制效应非常明显，即BC结的空间电荷区随VCB增大向基区内部显著扩展，造成有效基区宽度下降，使beta增大，early电压相对比较低，输出特性曲线在放大区有明显上扬。early电压低使超beta管只在集成电路里出现，而基本没有单只销售和使用的记录。

避免VCE减小造成的Iin增大，对于NPN对管，输入电压应尽量远离Vcc，对于pnp对管，输入电压应尽量远离Vee。

实际5V的余量对于OP07的输入级影响可以忽略不计。但对于运放的一般使用原则，推荐输入端尽量靠近两轨中点。双电源反向放大器性能通常比同向放大器好一些，就因为Vin+=Vin-=0V=1/2(Vcc+Vee)。如果多看国外的设计图，会发现除了输入阻抗有要求外，很少用同向放大器。
本次设计中Vin的范围0—0.3V很小，用同向放大还可以，而且好分析。我的实际产品中高端产品确实是反向放大应用。

运放输入级决定了运放的大多数性能，因此双极运放一般不推荐低压工作（+/-8V已是性能极限）。双极运放低压工作时Aopen，Iin，GBW等关键指标都会大打折扣。（即使358、324都宣称可以低压工作，实际上不过是想宣传当时还很罕见的输入规到轨能力并与TTL电源靠近，似乎还不是完全的规到轨）

低压运放一般是纯MOSFET结构，过去MOS工艺不太好时，失调和温漂都是大问题，因此没有精密运放。后来用了chopper，精度提高，但噪声增大，现代的低压mos精密运放除了通过采样定理改进chopper外，内部还有数字滤波器，精度和噪声都没有问题。但无论哪种MOS的精密运放都很贵，并且除了VOS、温漂和输入电流外，各项性能都很难超越相同价格的双极运放。

运放内部讨论起来很麻烦，各种运放设计各异，除了741外很少真正按照模电书的基本原理图设计。但依照运放的一般使用规则还是可以避免大部分问题，需要特殊注意的地方要严格依据datasheet。

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前面说过，这个看似简单的电流源几乎涵盖了低频和直流的一切知识。因此：
相关的问题都不跑题，大家尽量交流，把能想出来的细节问题都尽量讨论，这个帖子才更有意义。
很难想象，这个题目最高只能得2等奖。
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cowboy

谢谢 shichen717，说得很详细哈，学习了。

shichen717

避免轻微的超调过冲和常规电压接口
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由于噪声增益补偿的问题，电流源在阶跃激励下会有轻微的超调过冲，稍严重一点儿在示波器上能看到逐渐衰减的超调振荡。
虽然不严重，但追求完美即完善细节，尽量做得比对手好一点。

如果电流源看不到陡峭的上升沿，也就不存在这个问题了。
蒙蔽它。只需一个低通滤波器。

恰好正需要一个常规电压接口，0—0.3V估计不是标准的电压，标准电压一般都是2.5V/5V（DAC、基准）或7V（更好的基准）。
电阻分压降压即可，以2.5V为例。

(2.5/0.3)-1=7.33，如果对地电阻R4为3.3k Ohm，水平电阻为24.2k Ohm，其中设置微调R2=5k Ohm + R3=500 Ohm电位器，固定电阻R1取值22k Ohm。
对地电阻并电容C1，获得低通滤波器，转折频率f=1/2piC1(R4//(R1+R2+R3))<zc=1kHz，C1>0.054uF，实际取0.1uF。
R1和R4影响电流源的温度性能，因此必须使用低温漂电阻。

(原文件名:C6.JPG)

此时Iin的影响就应降至最低。

本次增加成本：
22k Ohm 0.1% 1/4W 25ppmmax金属膜电阻      1只     单价0.50元，合计0.50元。
3.3k Ohm 0.1% 1/4W 25ppmmax金属膜电阻      1只     单价0.50元，合计0.50元。
5k Bouns 10圈精密微调3296电位器          1只  单价2.00元，合计2.00元
500 Ohm Bouns 10圈精密微调3296电位器          1只  单价2.00元，合计2.00元
0.1uF/50V电容                           1只     单价0.03元，合计0.03元
合计5.03元

合计成本14.58元

xynn

细节没仔细看，只关心你处理的方法，大致2点：

1， 考虑到便宜和扩流，选了这个MOS，从后文看，因为该MOS引入的负电阻 gm/cl*cgs*w2  ,使得这个电流源架构本身的致命伤更加雪上加霜，为此，花了大工夫给它吃补药，所以，是不是在速度和精度的折中上欠考虑了？

2，如果是800K，那么在小小的1M带宽内大补，使用叠加处理，理论前提是否妥当？以及后来的“潜在的振荡：运放的高频主极点pH ”应该是你前面大补的时候就应该考虑的，而不应该是“潜在的”浮出水面的。直觉上，误差难以容忍。

另，超beta ,A3电源里的1710，就是超beta 三极管 ，beta 大约是1200，在IC内部好像倒少见了，CMOS工艺里肯定没有，因为该工艺下只能用作二极管，BIMOS里好像也少见，因为考虑到工艺兼容问题。所以估计这个应该以分立件为主吧

shichen717

思路大致如此：
1. 选用功率MOSFET的原因基于两点考虑。
首先功率MOSFET并非很慢，而稳恒源不要求很快。
其次是成本和功率容量，使用功率MOSFET首要的是安全工作区，电源使用中要应对用户各种各样的操作，很多是违反规程的，但用户只能教育不能要求，因此安全工作区会选得余量很大。事实上，就价格、性能和此电流源可能产生的最大功率而言，几乎没有比520/530更合适的MOSFET可选。
对于稳恒应用，此电流源架构并无致命问题，是个典型的方法。
频率补偿在所有线性电源里都在所难免，研发过程中对补偿花费的时间也基本相当，只是经验上有所差别。
补偿很简单，理论一讲起来就长篇累椟。之所以花了大功夫，就是要大家了解振荡是可分析和可控的，遇到振荡不必手足无措。

2. 1M带宽内的振荡对于负载有时比高频振荡更可怕，对于线性电源而言，1M正好处于系统的处理频段内（再高也振不动），因此振荡幅度可能极为可观，这一点【47楼】 yan_jian应该体会很深。曾经被10k的振荡电过，36Vpp而已，和220V的感觉差不多。
至于叠加处理，只要不是直流，拉普拉斯变换应该问题不大。
pH确实是在任何情况下都有潜在振荡的危险，但为区分po和pH的区别，讲述顺序上po由于很容易发现而在前，此时pH是次要矛盾，为突出重点可先不考虑。实际的电路中，Cgs可能达到10000pF（30N50），po就不是800k了，很可能在gm很小的时候就有作用。
况且po和pH的处理上差别很大，一种补偿很难同时处理好，要用到不同的补偿方法，一起考虑会比较乱。
毕竟不是理论课，基本上是个调试过程的再现，分析过程更针对动手。


超beta管在10几年前的双极运放中很常见，通常beta>3000。如果beta=1200，普通的达林顿结构就可达到。自然这是纯双极平面工艺的处理方法，因此CMOS里肯定没有，BiCMOS里由于MOS的特性应该用不到。

晶体管级别的分析放下很久了，很多参数都记不住了，再拿起来真的很头疼，如有错误，请大家指正。

呵呵，看到大补就想起发烧，手上还有一大盒用不出去的补品。
只用了2毛钱，7个普通元件。
商用线性电源里用得更多，Agilent 364x里的补偿元件一眼看去不完全统计不下20个，我的产品你见过的大板上也有十几个，在学校的时候扒过固纬的电源，仅运放输出端与MOSFET栅极之间就有十几个。

xynn

以前学的是材料学，电路系统只学了一年半左右，所以我的表达可能不到位

我的意思是说：见第81楼图，三个极点位置是：

pL=1Hz
po=800KHz
pH=2MHz

那么，pl 与po之间的斜率怎么会是  -20dB/dec ?

下面的大部分示意图都有这种情况，请问：这样近似合理吗？误差是不是太大了？

shichen717

pL之前的斜率为0，经过pL后斜率为-20dB/DEC（-6dB/倍频程），经过po后斜率为-40dB/DEC（-12dB/倍频程）经过pH后斜率为-60dB/DEC（-18dB/倍频程）。
极点使之后的幅度频响曲线斜率降低20dB/DEC。
零点使之后的幅度频响曲线斜率增高20dB/DEC。

晕，赶紧又查了遍书，应该不会错吧，呵呵。


(原文件名:A9.JPG)


(原文件名:B5.JPG)

majing2004

这个要一段时间来学习！

xynn

没错，不过还有点不明白：PH，PL靠的这么近，PO处附加相位应该大于135度了吧？

shichen717

pL/pH相差6个DEC，极点前2个DEC相位开始偏转，到达极点时为-45，再过2个DEC就到-90了。
补偿之前，po处的相位正好是-135，之后超过-135，使相位裕量小于45，系统振荡。符合稳定性判据。

xynn

这块要会就会了，如果头脑一点概念都没有，想会的话，估计得半年以后了，所以你继续，不用等

粗略地看，系统还是不稳定的，我再仔细看看，再讨教




(原文件名:bode.jpg)

shichen717

完整的电路
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经过这么长时间的煎熬，终于见到完整的电路。

(原文件名:C7.JPG)

图中增加了运放双电源退耦电容，主电源退耦电容和输出续流二极管。

本次增加成本：
0.1uF/50V电容                           3只     单价0.03元，合计0.09元
10uF/25V电容                            2只     单价0.05元，合计0.10元
100uF/25V电容                           1只     单价0.20元，合计0.20元
1N4007二极管                            1只     单价0.07元，合计0.07元
合计：0.46元

合计成本： 15.04元

cowboy

这么快就完了？有点不舍得呢，期待续集。

shichen717

不要担心，还早，还有几节。

xynn

这个只是大体架构，估计还得修整，比如 overshoot 还没解决

shichen717

过冲的问题已在118楼解决，还有其他的问题。

DotNet

现在才看到这个贴子，好贴！

xynn

那是初始化过冲，由于上面的那个原因，导致你系统是稳定的，但存在减幅振荡的缺点

第3非主极点在3倍频内，相裕约25度，则在3db处约11倍的过冲



(原文件名:响应.JPG)

shichen717

初始化过冲是指上电？

运放之前的低通滤波器使输入的阶跃响应上升沿陡峭程度下降，成为RC充电曲线，约6ms后到顶，上升沿谐波约束在500Hz以内，恰好是后面电流源控制力很好的频段。
运放看不到真正的阶跃响应的高频谐波，因此不会引起过冲。实际电路确实没有出现超调振荡现象。

楼上的1/F怎么算的？第3非主极点怎么讲？

xynn

(原文件名:bode图.JPG)

P0处附加相位大约是多少？

zhuzi1441

好贴！收藏

shichen717

【135楼】 xynn
有点晕，没办法判断是哪个极点。
能不能上个图，最好能在我的图上指出来。

shichen717

明白xynn的意思了。

补偿之前，如果没有pH，po处相位应为-135。受到pH的影响，po处相位为-157，-135的频率为490kHz。

(原文件名:phase.JPG)

CsRs、CcRc补偿之后，po/zo移到距离pH 2DEC以上的低频段，交点处在pH之前，相移不会超过-135。


(原文件名:B10.JPG)

xynn

是的

理论上，加个零点抵消个极点，会导致闭环电路在阶跃响应中稳定时间过长的问题，那么在该电路中，影响是不是很小？

shichen717

zo和po零极点对在Aopen上，因此不会造成超调振荡。
反馈上的零极点对zc/pc可能造成超调振荡。
超调振荡程度与阶跃响应超出fzc的谐波分量有关。
fzc=1kHz，前面的2.5-0.3电阻网络有500Hz的fH，因此可将输入阶跃的高频率谐波分量大部分滤除。从而消除超调振荡。

也有噪声增益补偿以外的其他方法，但很麻烦。况且噪声增益补偿只在1/F上产生10dB的提升，超调振荡实际上看不出来。
实际电路中，由于Rm/Cm的存在，即使没有2.5-0.3电阻网络滤波，也不会产生超调振荡，但Rm/Cm产生的过阻尼的渐进响应倒是明显一些，达到额定准确度的时间稍长，大致几毫秒，但对稳恒源的使用没有影响。
这里只是强调如何确保肯定解决超调问题。

这种电路不针对脉冲应用，没必要刻意避免过阻尼响应，即使不出现过阻尼响应，由于不是互补输出，电流脉冲的下降沿也不会很好。

shichen717

电流源的电源
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这个勿需多言。但考虑中国电网质量，请尽量选择正规厂家的E型变压器。基于同样的原因，建议使用电源滤波器。
保险和开关按需使用。


(原文件名:C8.JPG)

reloaded

如果有真实的pcb板或者实验板，辅助验证下，就更完美了

shichen717

真的完成了么？
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还差得远，这只是一个原理图。
在原理图中，至少有几个经验 值得记住，对于我来说是很多年的摸索和很多银子的教训。

1. 模拟放大器的设计中，原理图阶段要注意频率补偿的必要性。
    任何放大器都需要补偿，由于不会总有合适的Aopen，因此总会有修修改改。
    基本运放电路里似乎从不考虑这个问题，但这只是最近20年的事，20年前即使基本运放电路也要补偿。
    知识封装得越严重，越应了解原理。中国缺乏电子科技文化，都被封装的知识替代了。

2. 既然如此，原理图阶段就应预测所有可能的补偿方法及其位置，并保留补偿元件位置。
    这是几千块钱带来的经验，说教训也行。

3. 所有的元件及其取值都必须有根据，即都是算出来的。
    这一点在之前17节中反复强调。图中所有元件都是按要求选择或计算得到。
    下一次再对人家说，我用的OP07，我用的LT1028，一定要记得说出选择的依据。
    国内的模拟电路设计出来，很多元件的取值都是经验，缺乏根据。一旦电路并不如设计者所愿工作时，便无从下手。因此再看到Agilent电路里那些奇怪的电阻电容（直流分析里似乎多余），千万不要忽略，尽量把它算出来，会有巨大成长。必须记住，仅能分析直流是否负反馈对于模拟电路是远远不够的。

这些的确很难马上做到，良心话，几千块钱和几年时间是必须的。但如果之前就有这根弦，会少走点弯路。
浅以为，就这三点，应可达到这次特殊开源的目的。

原理图下面似乎就是PCB了？
不，还早。
PCB只是一个结果，电磁/热耦合管理的结论。

12288144

好帖 mark

abcdefgabcdefg

这是我的马甲，我的ID shichen717已被封。

很抱歉无法完成此帖，本贴内容和后续部分将整理成pdf文件，需要者请留邮箱。

shichen717@126.com

感谢大家的支持。

srygg

很好的一个贴子啊，为什么被封ID啊！

xynn

封ID，应该是因为今晚上PCB部分的争论。

我个人认为，本贴没有继续讨论的必要。耗费精力，结果与初衷想冲——没几个人喜欢长论，多数人喜欢找个已标好参数的原理图，然后烙铁。。

xynn

补充：往我以前的邮箱（你原来发过的）发一份，谢谢！

以上内容我整理成WORD文档了，37页，不过你还是给我发一份更完整的吧

gzhuli

可惜了，完成了发一份到 gzhuli at hotmail . com 吧，谢谢。

yan_jian

真可惜！我还准备等消化了这些后再提问呢！

我的邮箱：yan_jian@133sh.com

谢谢！

majing2004

我也一直在关注这个贴子，到时能不能发一份到我的邮箱：boymaking@163.com

zldiy

讲的好啊。顶一下。

vip_windy

顶

s4x9s

一直在潜水关注中,由于一些东西没能理解,没参入讨论,是得反省自己,需要深入研究一些基础的东西......希望传到我的邮箱:4x9mail@gmail.com

yuex1n

学习了。感谢

yaya001

mark mark

tom030704

mark~!!!

abcdefgabcdefg

请诸位发邮件至 shichen717@126.com 以便查收。

xynn

已发

其实可以放下面子，重新注册新号，可能唯一需要调整的是，恕我直言，你可能对电路有研究，一眼就能看出其内伤，但对该电路的不足地方千万不要发表任何批评，尽管人家已注明诸如“请指教这个电路有什么问题”之类的标语，否则会遭。。。。

论坛里有能力站在系统角度看问题的人不多，所以在鄙人我看来LZ的离开是一大损失

cowboy

确实有点可惜，也请发一份给我，谢谢！

liusoldier

请求发一份给我，一下子看完了，感觉模拟电路确如楼主所言，知识太粗糙了！

我将打印出来，细细研究！谢谢！   liusoldier@163.com

Avenue

必须做个标记，必须回来学习

Avenue

学生留下邮箱zbl90329@163.com

z7926573

mark！

xynn

有人收到了么，我的怎么没有

gzhuli

我也没有

cowboy

我也没有

Morgery

授之鱼不如授之渔

abcdefgabcdefg

诸位莫急，这几日忙得可以，年前一定寄到各位手中

yan_jian

不急,谢谢!

shiqiang

shichen717 老师回来吧，学生正搬板凳听课呢

eduhf_123

MARK 模电基础

ccyygg1

这个正是我需要的，谢谢老师

gxll

太可惜了,没置酷也就罢了,怎么ID还被封了啊,说实在话,现在能花这么大精力来给我们补理论的已经太少了,想要个pdf,vgxll@yahoo.com.cn,十分感谢!

cczt

好贴。

3dg12

一言堂

wear778899

没想到，居然杯具了。。。。

stefgq

顶

seckuola

mark！关注。。。请发一份pdf给我吧，邮箱：saywhen@qq.com，谢谢了！

kinoko

mark学习，刚考完模电…巩固一下

hailing

学习了。

zhang_mike2000

good

Bird

学习

zuoyi

mark

yaya001

mark

wuqinull

楼主，您好！能不能顺便给我也发一份啊？我的邮箱是wuqi0001at163.com祝你工作愉快。

xingsun_2006

mark

xyyy

史总你好：

贵公司一定很忙，所以想请你在百忙之中，把该项目的余下部分完成，邮件给我们，以飨我们这些读者，可好？

如果说要交学费，在经济可承受的前提下，可以考虑，毕竟这些技术在学校学不到，而真正懂的人又不愿传授，故难得珍贵，是金钱所不能衡量的。

另：该贴是本论坛电子技术中，最具技术性的一篇，在其它论坛也很少见，平率补偿，稳定性分析是模电基础技能中最难的，希望可以通过该贴，进一步熟悉了解其精华。

tfdsensor

同意楼上, 这帖子让cowboy也期待. 何况我等,不知道【楼主位】 shichen717 能否看到.也不知道楼主是否有马甲

litteworm

mark

abcdefgabcdefg

我在这里，但很少来。

工作繁忙。余下部分恐怕要些时日。
承蒙厚爱，收学费玩笑了，共同进步。真心希望大家都是高手，中国电子才有希望。

原贴中部分简化和分析有错误，一并于pdf中修正。
请大家将邮箱发至shichen717@126.com，由于很少来，贴中的邮箱恐无法及时收集。

有事邮件联系，38hot也行。

zhao_123456

mark

starsky0932

mark

xyyy

史总：

关于"rate of closure"这一判断稳定性标准，根据在交叉频率点（1/beta和开环增益Aol的交点）Aol*beta的斜率为-1，类似于GBW前面只有一个有效极点，这样至少可保证相位预读是45读，最多可能是90读，但BIG NOT，如果BETA分之一曲线在某点斜率由正1变为负1，这种情况下，虽然交叉点斜率仍是负1，但显然是不稳定的，所以这一准则不是万能的，是有条件的，对否？

问题：一般来说深度负反馈下的闭环电压增益为1/beta  ,但在整个BODE图上，并不是如此，也就是说VOUT/VIN并不总是the same as 1/beta,为什么？VOUT/VIN在BODE图整个频段上如何画出？

abcdefgabcdefg

1. 文字不甚清晰，需图示。

2. Aopen与1/beta越接近，负反馈深度越低，闭环增益与1/beta之间的误差越大。
波特图中，如果Aopen高于1/beta 40dB以上，闭环增益为1/beta，40dB之内需根据负反馈闭环增益公式，将jw带入，计算模，20log后绘出。如果对准确度要求不高，差异可降低至20dB。

很少来，邮件联系。

amity

谢谢老师

xslff

是呀，单片机好像横向系统，搭积木一样的，如果不研究指令集和操作系统内核，基本只有不知道，没有不会。
模拟是纵向系统，越学越觉自己的浅显，会的变成不会，再变成会，再不会，再会...需要反复若干次才发现，好像会了一点儿。
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这话太精辟了，太有哲理了，太深奥了！
苦学这么多年，回想期间种种，跟楼主总结的一模一样啊！
学习总是在会，不会，会一点，不会，会一些，不会....这个模式中徘徊前近。

f7a7

mark

hongyancl

回复【2楼】shichen717
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ddddddddddddd

bjj9217

mark

avrpicarm

牛

C307

先顶再看

tsingyoung

如果方便的话也发给我一份，谢谢！
qingyang.xu@gmail.com