从零学运放—03 运放设计中的常遇到的三FAQ

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从零学运放—03 运放设计中的常遇到的三FAQ

        这一部分我们针对于运放日常设计中遇到的三个问题进行探讨。

1、产品批量生产运算放大器会莫名奇妙的烧坏
        这个情况比较常见，研发阶段运行正常的电路，一到批量生产就产生这样那样的问题，尤其是莫名奇妙的烧坏芯片的问题，芯片厂家也总是给出EOS损伤的分析报告或者是静电损伤。
        那么说我们设计的芯片（运放）怎样能保证不会烧呢？那就要分析下厂家给出的分析报告的具体情况，来分析我们的电路哪里是否设计上还是有缺陷的。下面我们来一起分析一下。
       
1.1、输入电压超过运放工作电压

        上图是输入电压超过运放工作电压时电流的路径，在运放的内部，同相端输入和反相端输入的内部它是有保护的等效二极管（实际不是二极管），一个是对VCC，一个是对VSS两个都有，实际输出也有。那么当输入端的电压超过工作电压时（也就是等效二极管接的这个VCC时），实际上就是这个保护管被反相击穿给导通了，击穿并不一定会烧坏，就是真实的二极管它正相会导通，导通是它的正常特性，并不一定会损坏到这个管子，但是当电流大到一定值的时候它才会烧毁管子。这一点上芯片内等效二极管是跟二极管的特性是一致的。那当这个输入端电压高于这个VCC电压（供电电压）时，这个等效二极管就导通了，那这个电流就会从这个输入端（不论是反相端还是同相端）就会反相的流到VCC,一旦这个电压非常高，也就是压差非常大的时候，那流过这个管子的电流就会集聚增大，有电流流过就会有热产生，这个热量就会透过芯片来散，如果说芯片散热来不急，瞬间电压一般都很高也很快，如果来不急散出去，这个管子就被烧坏了。厂家给的分析报告就会有张照片，看有个烧毁的一个黑色的路径，会把芯片表面烧成黑色的状态。不管是同相端还是反相端它们的路径都是一样的，一个是到正VCC一个是到负VSS，输出也一样也是一样这样的架构。我们这里主要讨论输入端。

        那么有些芯片的规格书上是有给出输入电流电压极限参数的，如下图

        这些极限参数非常有用，上图给出了极限的供电电压6V；输入的电压范围（6±0.3V）（也就是说输入端的输入电压比供电电压高个0.3是没问题的，再高就超过极限了，超过极限电压，原厂是不保证的、不责任的）；输入电流在±10mA，但是这个参数大部分厂家不提供。那我们做设计的时候，这是极限参数我们要留余量，一般都是留一半的余量那我们就取5mA。
        提到工作电压六伏这个地方，给大家举个案例，之前有做过一个设计，用的是SGM8551，客户已经量产有一年多了没有出过任何问题，有一次去他们那边聊的时候呢，就提到我想看下你们的电路，他们就拿出来看，也没问题，当时也没有注意到，但是我忽然看到他们给的供电电压是±3V,8551的参数是跟上图是一致的都是极限6V，而他那边却设置了±3V，±3V的绝对值就6V了吗，并且呢已经运行了一年多，也就是实际产品已经出货了一年多没有出现问题，那么好多人都说这个极限参数还是有余量的，这是对的，极限参数并不是芯片坏的一个点，它也是有余量的，像某些大品牌它们的芯片在上边参数里还会有10~20%的余量。但是你一旦超过这个值，芯片厂家是不负任何责任的，它会告诉你超过他们规格书保证的范围了，像规格书中极限电压6V的他们保证的范围是5.5V，也就是单电源到5.5V，双电源只能是-2.75V~+2.75V,超过这个值芯片厂家不承担任何责任。所以极限参数这里我们在选择运放的时候要多留意。
        解决方案1、输入端加电阻做限流，如下图

        如果规格书上10mA，那么我们这里给它留个余量那就是5mA，那么我们看下这个电流的通路，如果我在输入端串个电阻，就可以把这个电流限下来，这个电阻我们就可以很轻易的通过欧姆定律算出来。那么就是保证了在通路上这个最大电流是低于5mA的，这个方式同样可以应用于反相输入端。输出端呢不行，输出端有另外一个限制，就是输出的短路电流限制，就是在不同负载下的输出电流，有的芯片会给出来一个极限的短路电流，输出我们要不要做这种限流保护是要看我们实际后端所加的负载，如果说负载的输入阻抗很高，那这里串的电阻就可以小一点，因为加一个小电阻没有什么实质的影响，就是对信号的衰减会很小，如果是输出带的负载很重，那么再串个电阻对它的影响就很大了，说到这要提到一点，运放是不可以带容性负载的（这个会在应用设计的注意事项里会详细的去讲）。一般我们的layout（布局）不管你是什么样的pcb板子，在layout的时候分布电容是不可避免的，不管是输入还是输出都有分布电容、都有线电容，所以说输出虽然可以带负载，但是我为了保证分布电容对我运放的影响最小，一般我们建议要串个小电阻，只是这个电阻的大小要根据我们的负载来定。那么输入端输入分布电容也有，但是一般来说对我们的影响不是特别的大，我可以通过在反馈壁上加补偿电容的方式来抵消输入电容的影响。
       
        解决方案2、外部输入加OVP防护（经典保护方式），如下图

        我们教科书上给出的方案就很简单了，就是加OVP的防护，在输入端就是加两个肖特基二极管（D1和D2），因为肖特基反映速度很快要比稳压管快的多，经典的教科书上它加的是稳压二极管（稳压二极管的反应时间非常慢，差不多是几百的微秒到毫秒级别），而TVS管它的反应时间非常快，实际很多电路上都有这样电路的应用，是需要加这个管子来保护的。若加这个管子的，1、加TVS管（反应时间快，几个微妙就可以反应了），2、它能承受的功率很大（瞬间功率也可以很大），并且压降也可以做得很小。那么经典情况下就是加个OVP的防护，做一个前卫。就是说输入端电压高于供电电压，那么通过这两个保护管来分流这个电流来保护运放，内部电路不会被导通（内部二极管不会被导通）。

        这种方式的额外影响
        二极管的结电容和电阻会在传输函数上增加零极点，二极管不论是肖特基还是TVS上面都有PN极的结电容（分布电容），并且也会有电阻（导通阻抗），那么电阻和电容在传输函数上就会增加零极点，增加了零极点就多了一些不稳定。
        二极管的漏电流大，温度每升高10℃漏电流增大一倍。TVS管和二极管都有漏电流，并且这个漏电流是跟温度相关的，温度越高漏电流越大，这个漏电流相当于增大了我们运放的Ib，因为它也是流到地的。所以这个影响是不可忽略的。
        不同温度下输入电压压降会不同，线性度会差。也就是不同温度下二极管的压降不一样，它是离散性比较大的一个参数。它的压降不同，那么叠加到我们信号上保护的范围是有变化的。
        对于静电保护电路（OVP）二极管的影响主要体现在上面三点。传统的方式可以用的，但是要考虑二极管或者TVS管这些可能存在的一些影响。

        外部二极管保护的优缺点，等效图如下

        优点：便宜，可靠
        缺点：
                并非合适所有应用（比如高精度系统）
                漏电流随温度变化
                结电容不定
                增加非线性
        其实这个传统电路在很多电路上还是会用到的，比如充电桩上highside检测，交流充电桩也有这个检测，当然这里要求不是特别高了，电流检测精度都是没有那么高，做大电流检测的时候误差几十毫安上百毫安对他的实际产品要求没什么实际的影响。但是如果要用于高精度检测系统，那就不行了，因为这个漏电流还是相当可观的（对Ib的影响），并且二极管的结电容它是分布的，分布的意味着它的范围离散性很大，增加了这个就表示你的零极点是个不定的值，因为电容是在变的吗，它并在输入端相当于电容是在变的，就增加了而我们系统非线性的略势。
       
        有的工程师会说，芯片内部不是有保护电路（ESD）吗，可以直接应用。但是按照经验来说这个管子承受30~50毫安是没有问题的，就是30~50毫安即便导通了也不会坏。我们大部分应用靠里边的管子是能够承受的。但是说如果输入端的浪涌比较高（在接触的时候，热插拔的时候，浪涌电压会很高），这时电流强度就大了。比如我的运放是5V供电，我接触口虽然是5V，实际上5V在热插拔的时候会产生2倍以上的电压。那么2倍电压打过来，芯片内部的等效二极管一定会导通的因为VCC是5V吗，那瞬间这个电流非常大，这个管子是扛不住的，瞬间就会被击坏。那有一些芯片它们在拆开看的时候，厂家可能会这样告诉你，ESD损伤，不是EOS（过压过流，能够看到烧毁路径）了。ESD损伤有可能看都看不到，因为灼伤的很轻微很轻微，而芯片的特性确变了，比如输入失调电流啊，输出特性啊就变掉了，那这时候的分析报告呢是ESD损伤。也就是管子在瞬间的大电流给烧伤了。但是这个烧伤有时非常轻微的，看不到，只有系统在加电压时才能看出来。所以用运放内部的管子做保护是不可靠的，除非你做的板子不会热插拔，生产环境都非常好，不会有任何干扰信号或辐射干扰信号进来，那它可以。但是实际产品是做不到的。

        解决方案3、背对背二极管保护电路，如下图

        这个方案一些仪器仪表中也是经常用的，就是用背对背二极管放在两个输入之间做一个前卫，这个时候它的结电容是相抵消的，它俩刚好背对背结电容是并在一起的，电容相并相当于串在一起的，阻值增大相对来说稳定一些；漏电流的话因为上下都有流，所以漏电流互相也会抵消一部分，因为这两个管子可以做在一起，做在一起对称性就好一点，参数的一致性就好一点。这种方法比前边加单个保护管的要好一些。但是这个管子也不是特别便宜，要增加一些成本的。这个电路还是很实用的。

        解决方案4、成本低的解决方案
        保证任一回路电流在安全电流之下（比如5mA）

        这个电路就不增加任何特殊芯片了，我们只是在设置的我们的电阻上做个文章。通过前边它的极限参数给出了输入的电流±10mA，因为是极限参数吗，那我就给它取一半的余量保证我在输入5mA以内，那我们来看我们的这个电路。因为我们是5V供电系统，就按10V来算好了，前边的浪涌按10V过来，进过R3 10K之后只有1mA，远远低于5mA这个安全值，这是反相端；那同相输入端，假设VCC5V过来，我不管你这个浪涌有多高，最高2倍多到三倍吗，经过100K之后呢也没有多大值，这也就保证了我同相端和反相端流进运放电流不会超过余量。并且VCC和VEE上也串有电阻，这个电阻的范围呢是根据运放的实际耗电情况来设置的，比如运放耗电在几个微安或者几个毫安以内，那我串个几百欧的电阻，对我运放供电的影响就很小。那现在很多运放的耗电都是微安级别的，也就是几十个微安。那这个时候我串一个电阻对供电电压下降并没有太多，这个电阻和供电脚的电容它又形成了RC低通滤波。RC滤波我们知道它可以吸收干扰信号，尤其我这个电阻和电容配置的恰当的话，我可以把这个滤波的转折频率点设置的很低，那就意味着你电源上串过来的干扰也可以在我这个RC滤波上吸收掉。再看这个输出，输出要看这个负载的输入阻抗的大小，那这里设置的100欧，那实际上就是说我可以用5.1欧啊，也可以到1K、10K啊要看你后端输入端的输入阻抗，就是采集系统的输入阻抗。C10这个电容和R5也形成了一个低通滤波，但是这个只针对直流信号的，如果是交流信号，这个电容和电阻考虑的就要仔细一点了。因为它会对你的输出信号有一个衰减，凡是滤波它就有衰减。
        光有电压，没有电流是不会烧芯片的，即有电压又有电流才会烧芯片。那么我们后边的设计都可以遵循这个原则来设计。

1.2、规格书中描述工作电压Vs=±5V的运行可以单电源供电吗？
        这个也是好多人比较常常发问的地方，就是单电源运放和双电源运放能不能等在一起去用，很多规格书都是±15V、±12V等，参数都是这么给的。并且在前边Feature中也是这么写的。那这种运放它能不能单电源供电呢？前面我们也有讲，我的电池系统提供负电源还是比较麻烦的。要用到电荷泵，电荷泵这个芯片也不便宜，比运放都要贵。所以说产生负压还是比较麻烦的。那这种运放能不能单电源供电呢？
        我们来分析下下边电路

        所有的双电源就是运放工作在正负电源下，那转为单电源的时候呢，电源电压就是VCC-VEE，被抬高了。也就是我们做了个平移，把参考点从-15V向上抬，抬到0，那么我的VEE相当于在原来的基础上加了15V，抬到了零；然后VCC就变成了30V,所以说它只有这样的一个变化，就等于参考点的一个平移。

        单电源的定义
        “单电源工作电压”—运放的输入电压范围（IVR）包括负电源轨（-Vs）
        “单电源工作电压”—运放工作于单电源（+Vs=+5V、+12V、+15V，...；-Vs=GND）
        并非所有的运放是单电源运放，很多运放都是双电源。
        但所有的运放都可以工作于单电源；需要注意输入电压范围（大于给定vcm这个绝对值，就是运放的输入电压范围，一定要大于运放输入电压范围最低值）、输出电压的动态范围，其它的基本上没有什么变化的。 例如OP07，有些人认为OP07只能用双电源供电，在单电源供电的时候呢，好多人给了太低的电压，所以单电源不能工作，比如有的人单电源给了+5V，在+5V运放的输入电压范围很窄，电源电压要很高才行，要大于7V以上才可以正常工作，而给了5V就不行了，也就是说op07单电源供电可以，比如说你给是12伏的电源，给的电压低的话就不行了。

        电源电压范围 IVR=-11.5V~+15V        Vsy=±15V
        输入电压范围 -12.5V~+12.5V
        电源电压负值距离负电源轨有个3.5伏的差值，那么单电源的话输入电压就是+3.5~+30V，运放才能识别；而不是0V（GND）
        双电源供电范围

那么改成单电源的时候


        输出动态
        Vs=±15V
        输出动态范围=（-12.5V，12.5V）距离正电源轨和负电源轨都有2.5V的差值，那么转变成单电源供电的时候，它的输出动态范围也会有2.5这个差值存在，那么输出动态范围就是（2.5V~27.5V）
        双电源供电

        转变成单电源供电


1.3、如何设置单级的放大倍数？怎样判断放大倍数的设置是否合理？
        这个问题在直流放大信号上很好处理，我们之前有讲过的就是电阻的设置不能太大，因为电阻太大引入的热噪声就会很大，也就是引入1K到10K电阻我们引入的噪声才是最小的。交流信号就不一样了，交流信号受制于增益带宽积，就是你的输入信号频率和增益带宽积是有一个经验公式在的。实际理论计算也是可以计算出来的，只是比较麻烦。

        这里我们只针对交流信号来说，在上图LMV721运放规格书中它给出增益、相位、频率的曲线，红色的表示相位，蓝色的表示增益带宽积，这个频率越高能设置的增益就越小，并且相位的余度也会越往下来（值也会越小），相移越小对我们的信号影响就越小，相移越大越容易引起震荡。

        有些DataSheet中会给出“闭环增益/频率”曲线和“开环增益/相位/频率”曲线。

        左边闭环增益曲线，右边开环增益相位曲线，如果这两个曲线都给的话，那么我们通过这两个图就很容易设置增益了。比如说闭环情况下G=10，频率的最大值10K就已经差不多了，20K的时候就开始向下走了。那么根据闭环曲线和我们信号频率很容易获取我们单级放大倍数。
        右边曲线也可以看出来，我们设置的增益引起的相移越小越稳定，就是说根据信号频率所设定的增益只要在相移的转折点之内相对来说就是稳定的。

        那我们处理交流信号的时候
        根据“闭环增益/频率”曲线可以很方便的根据信号频率确定单级的放大倍数
        根据“开环增益/相位/频率”曲线，增益的设置要保留足相位余量
        经验公式：
                信号频率*放大倍数*N<=GBP（增益带宽积）        N=5~10（这个系数根据我们的系统成本预留5~10的余量，N最小不要小于3）

        国产运放很少会给出这么详细的曲线
       
        信号频率要小于增益带宽积比上100倍的开环增益，这个时候只能保证1%的增益误差。


到此本章内容结束！

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