很菜的问题，设计晶体管功放的一般思路？
做集成功放做腻了，想做一个晶体管功放。电路打算自己设计，从网上和书中找了一些成品电路来分析参考一下。最后我得出的结论：晶体管功放一般是由前级的电压放大（一般是共发射极放大、差分放大或者干脆用运放）加上最后的一次电流放大（用对管做射极跟随器来推挽）这两个部分组成的。其中运放输出的电流很微弱，所以需要用多级的扩流，或者直接用末级上达林顿管来实现大功率高hfe的电流放大。
请问诸位达人，我这种理解思路是正确的吗？第一次自己设计晶体管电路，有点紧张哈哈~~
现在已经买了两对东芝2SA1301/2SC3280对管，喇叭用的是淘宝上淘到的20W YAMAHA中低音喇叭和20W SAMCO高音喇叭，有两个无源二分频器。运放就用普通的两个TI NE5534来做。学生族实在没那么多钱买好元件……
用现有的元件做了个原型机，做出了一个声道。就是把5534同相放大十倍的输出直接给推挽，从推挽的输出来负反馈的。电源用正负5V的，偏流电阻用了200欧，直流工作点在20mA左右。用了两个1N4007串联的压降来抵消Vbe=0.6V防止交越失真。现在的情况，系统对声音小的信号不敏感，声音大的话就就出现很大的爆音。知道系统肯定失真大了去了，但就是猜不出失真是什么样的……没示波器的日子真难过啊，和学校老师说说看能否进实验室用信号源和示波器吧…… 真正晶体管功放，全部是分立件，不用集成块 注意反馈。 most audio power amplifiers / opamps follow the Linn 3-stage topology: an input stage followed by the voltage amplification stage (VAS) and then an output stage (OPS). most of the voltage gain is obtained in the VAS and most of the current gain in the OPS.
as to your design, it doesn't sound like you have included the OPS (the 2SA/2SC) in the feedback loop, and your opamp may not have sufficient current capability to drive the pair.
if you can post a schematic, we can probably better help you. 提高电源电压至正负15V对减少大信号失真有好处。 正负5V最多只能无失真输出一两瓦的功率，声音大了肯定失真，推耳机还差不多。 而且8ohm还到不了 【1楼】 gyzzg2030
这是个实验性质的东西，拿运放搭一个电压放大还是方便些。实际上准备全用晶体管来做，我想第一级用一个共射把输入信号的电压提高上去，只是还要算参数。因为之前做过共射放大，有些经验。但推挽还没做过，所以就先解决难题，hoho~
【2楼】 huwuzhao 前方
反馈是从推挽输出反到运放的反相输入端，电阻比是100k/10k，10倍电压放大。100k反馈电阻两端并联了200pF的电容（是防自激的吧？）
【3楼】 millwood0
您说的“Linn 3-stage topology”这个名词比较深奥，从来没接触过，不过我记住了，会弄清楚它是干什么的，hoho~然后我把电路图贴出来了，这个是实验用的最基本电路。电源去耦工作没画到电路图上，但已经做完。
【4楼】 cowboy 【5楼】 gzhuli 咕唧霖
曾尝试给推挽加上正负20V，结果忘了换偏置电阻，所以很不幸，电阻放烟花了……算了一下，用20V的话，偏置电流20mA，需要1k的电阻，电阻上功耗为0.4W。好像1k电阻没有这么大功率的，所以也许得再考虑考虑偏流的设定……
下面是电路图
http://cache.amobbs.com/bbs_upload782111/files_20/ourdev_494745.jpg
实验电路图 (原文件名:未命名.jpg) 【6楼】 shichen717
似乎我的喇叭也不是很合格……那个喇叭是4ohm的阻抗，功率上边没标，但原来用那喇叭做LM1875，输出20W功率，推起来还是足够响亮的，所以估计功率在20W左右。找个机会算一下输出阻抗大概会是多少。电路分析……戴维宁定理……狂翻书ing…… 【3楼】 millwood0
运放的输出电流……我查了一下PDF，NE5534的Output short circuit current = 38 mA，但是上电路的时候，输出电流没测试过，大概确实不大。如果真是几十mA电流从运放里输出的话，那运放应该会发热才对，但那运放冰凉，是室温。而且影响运放输出电流的肯定还有末级的输入阻抗吧？继续电路分析……戴维宁定理……狂翻书ing……
不用翻书了。射极跟随器的特点就是输入阻抗大，输出阻抗小……那么也就是说，确实需要信号在运放出来之后加一级小的电流放大，然后再给推挽送过去？既然后边推挽的输入阻抗不变，那么我提高运放的放大倍数，将运放的输出电压提高，用更高的电压来换取更大的输入电流，这也可以吧？现在运放还凉的很，再提高点电压电流估计问题不大。 【7楼】 SkyKing ATbj 王天
C2可以去掉，直接耦合。两功率管射极要加小电阻反馈否则管子很热。R4、R5太小了，都几乎成纯甲类了，别误解偏置电流是基极电流，应该是射极或集电极电流。 http://www.dzkf.cn/upimg/allimg/dianlutu/gongfang/1_070311211712.JPG
http://www.elecbbs.com/upimg/userup/0803/300R20NO8.jpg
http://www.tupao.com.cn/upload/09050919015197.jpg
http://www.q606.com/upfile/2009826/200982623263732668.jpg
http://www.go-gddq.com/upload/2006_07/060708124425251.jpg 这个电路能保证输出中点？看来LZ的管子配对很好啊。
纯交流反馈，运放的中点都得跑掉了，还是把C2去掉吧。这个电路升15V供电肯定不行的。
那几个二极管也换4148吧，4007不是干这活的。 【9楼】 SkyKing ATbj 王天
如果真是几十mA电流从运放里输出的话，那运放应该会发热才对，但那运放冰凉，是室温。
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运放输出静态电流=0，因为经过C2交流耦合，没有直流电流。
现在运放还凉的很，再提高点电压电流估计问题不大。
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38mA是短路电流，运放已经不能正常工作了。实际上运放带重负载性能会下降很多，datasheet有不同RL下的带宽、压摆率等参数，仔细琢磨琢磨。
11楼贴的都是很经典的图，不过比较复杂。想看简洁点的电路，从基本原理学起，可以在论坛里搜索一下【3楼】 millwood0 大师的贴子，会学到不少东西的。 VBE=1.2V，要炸了。不知楼主的20mA工作点如何算的。 【14楼】 shichen717
很明显LZ吧R4,R5上的电流当作Q1,Q2的工作电流了。如果不是大管子和5V供电，管早就炸了。 【10楼】 cowboy
谢谢您的指导！
C2想了想，确实可以去掉。本来就是双电源供电，基本没有直流输出，加电容反而影响频率特性和电流输出。
那两个功率管那里是应该加上小电阻限流防止热击穿，但是我现在没有大功率电阻，而且当时我的电源电压也不是很高，那时管子散热片并不热，估计是没那么多电流，所以就没加。
基极电流我是这样想的。输出是4ohm，20W，电流约为sqrt(20/4)≈2.236A。这两个管在Ic=2.2A时的β大概是100的样子。所以这时候的Ib=Ic/β=22mA的样子。但我是直接连得运放，没有中间级的放大，也没用达林顿管，运放输出22mA很困难，所以实际上达不到这个指标。就按运放输出5mA吧，B的静态工作点要足够大，所以偏置电流用了5V/200ohm=25mA。然后β=100，所以输出应该在500mA的电流吧。看来真的只有几W的样子。
但现在的现象是输出严重失真，倒不是声音小。我在想是不是静态工作点找得不好，导致波峰波谷有饱和截止的地方。因为我只是粗略地估算的，并没有仔细对照图表来选择静态工作点……
感谢各位达人的帮助，今天也不早了，大家早点休息吧，hoho~ lz改一下：
1. 电源升至12V
2. 推挽E要串10 Ohm
3. R4、R5改1k
4. 去掉C2
电阻上功耗为0.4W。好像1k电阻没有这么大功率的
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有
第一个mos功放的运放是5534 “2. 推挽E要串10 Ohm” ? 串10欧变耳放了。 :) 【14楼】 shichen717
我确实是把那个电流当做工作点了。这个基本概念是我理解错了？前一阵子研究了一下那个日本人写的《晶体管电路设计》，所以萌生了做个纯晶体管功放的想法。不过看来我有点不求甚解，hoho，惭愧……
静态工作点的目的就是在静态时就给管子加一个恒定的电流，令其工作在线性放大区。当动态信号到来时，管子可以在静态工作点附近来回飘动，达到对整个信号的放大。这种理解方法是正确的吧？
因为射极跟随器的管子也要工作在线性放大区，所以要加合适的偏置来保证其工作点。实际上就是在b上加一个合适的电位（电压）。这个电位需要到三极管手册里查图表做负载线来确定。所以偏置电路的作用就是确定一个合适的电压，并且必要时根据管子的工作情况来稳定这个电位。至于D1-D2的压降1.2V，因为怕存在交越失真。一个二极管的压降和be间压降不能完全相等，所以或多或少会存在交越失真。但现在1.2V肯定大于be压降，这样不能迫使管子静态时就处于线性放大区吗？（这样做是不是有种管子时刻都在工作的甲类放大器的倾向？）
不知道这些想法有没有错误，还请大家指点~ 【12楼】 gzhuli 咕唧霖
我似乎明白您的意思了。因为运放输出后，信号过了一个电容，导致只有纯交流过去到了后级。然后从输出处将这个纯交流信号反馈给运放。所以运放倒是克服了交流的失真，但因为直流被电容截断，不能被反馈到运放，所以最后运放的输出会慢慢漂离零点，导致运放输出的交流信号出现饱和截止失真，最后运放的输出全部为直流（输出的直流电位已经漂到了电源电压上，所以交流信号被完全地限制了），后级因为隔直电容的作用，得不到信号，所以一片寂静。
好像在试验的时候有出过这种现象。如果我不碰运放板，声音过一会儿就消失了；如果用手摸一下运放芯片，输出就有了。再把运放搁一边儿，过一会儿输出又没了…… mark一下 潜力帖啊 楼主的理解能力还是相当不错
至于静态电流的分析与实现，楼主可以看看三极管BE结的V-I曲线，IB与IC关系，以加深理解。
PS：运放直接带大功率输出管会很吃力，一般都要再加一级中功率管级缓冲。参考11楼的各种电路。 【10楼】 cowboy “别误解偏置电流是基极电流，应该是射极或集电极电流。”
就是说实际上决定静态工作点，是要决定Ic或者Ie吗？呃……可不可以这样理解：
静态时，让管子工作在线性放大区，这时b是有电流的。这个电流由偏置电路产生一个偏置电压来提供。根据Ic=βIb，这时的Ib是可以根据Ic算出来的。而Ic的确定需要参照手册上的图表，根据自己所需的不同电路要求（比如要求满足噪声最小，或者频率特性最好的特点等）来选择不同的Ic。然后参照手册看一下在这个Ic下管子的β是多少，这样就可以间接地算出Ib来。
这里有个问题。知道Ib，知道管子Vbe压降=0.6V，而且保证发射结正偏，说明e接的都是低电位（对NPN管来说）。那么根据这些条件，又怎么能确定分压值呢？我总觉得这里如果要精确计算的话，就要扯上基尔霍夫方程组来算，但又总感觉条件不是那么很齐全……所以这里我以前（当然也包括这次）都是大概地估计一下。
今天这个功放的巨大失真，我想也是静态工作点没有选择正确的缘故。看来对于这里的知识，我还是有漏洞，需要打补丁升级，哈哈~ 思路基本上是正确，但实际上不同的器件特征总有不同，不能每次都要看手册和实际调试。
在E极串联小电阻，起到电压串联负反馈作用，这样只要确定VBE，输出静态电流也基本确定了，不需要复杂、精确的计算。这样对于不同参数的三极管，接上电路后差异并不大。 晕乎，11楼的最后一个图，看不出静态电流是如何确定的。似乎极不稳定，仅取决于5532的失调电压，能用吗？各位请分析一下。 那个是纯甲类来的吧，BG3/BG4是恒流源，给BG1/BG2和功率管提供恒流偏置，运放控制BG1/BG2的Ic，也就影响功率管的Ic反方向变化，加上直流负反馈，就稳了。 a good book to read would be Sloan's "High power audio amplifier construction manual". “2. 推挽E要串10 Ohm” ?
串10欧变耳放了。 :)
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两个D偏置，偏流60mA，偏置方法有问题。 发现网上的纯黑白电路很多都有问题，不知是否经过实际验证，如11楼的几个电路，
第一个电路，一些元件漏了标注，而运放明显是5534却写成5532，更重要的是运放与后级间的耦合是采用小电容并电阻的方式，这种耦合方式将导致低频衰减甚至严重失真，频响不平坦。
第二个电路不是黑白，因而没发现不妥之处，顶多是R5、R7这两个电阻可有可无，这是一个比较经典的电路且结构简单，适合楼主制作。
第三个电路，C3、C7、C8、C11的连接处明显要接地，图中没画上。输入电阻R6刻意和反馈电阻R13取值相同，这种试图平衡运放输入失调的方法，在这纯直流反馈方式的电路里没有实质意义;后级这种静态电流偏置方式很不稳定，受温度影响很大。我试过这种类似的电路，冬天开机时静态电流很小，工作一会静态电流就会变得很大，输出管烫手。
第四个电路，主要特点是全开环放大，没有环路负反馈，对抑制瞬态互调失真确实很有效，但同时非线性失真却变得严重，信号线过多级的非线性器件才到达输出，各级的失真将累积。有一点不太理解，V10，V12，V14组成的共射共基电路中，V10和V12的工作电流相差不大，有必要采用达林顿方式吗？
最后一个电路就不说了，连原理都好象通不过，【27楼】 gzhuli 咕唧霖 所说的反馈、稳定似乎只是稳定输出的零点电压，而不是静态电流，这个电路的静态电流几乎是任意的，应该不能正常工作。 刚才研究了一下11楼的那几个电路图。还基本都能看懂，而且里边有点精彩的东西我得学习一下。
第三个图后级的偏置方法是一种很普通的偏置法吧。但是大功率场合无法平息管子的温漂。这个好像第一个图的BG3就是用来控制温漂的。不过第一个图的那几个电容倒是确实应该接地，很明显的电源去耦电容吧。后边一大堆管子在并联的，应该是并联提功率吧。
我的目标是冲着第二个电路来设计的。第二个电路确实很典型。前边的差分就是运放的精简吧。左边两个管是做放大的，右边两个是接收反馈的。中间两个管是共射放大的，后边四个是推挽，看起来好像达林顿管。这样其实就像是一个运放（电压放大）然后加扩流来实现信号和功率的放大。看来我对功放电路原理和作用的理解还是正确的，hoho~
运放确实无法输出那么大的电流，所以还是得用分立元件来制作。但用对管做的话，管子的配对工作就不是很好做了……我这里倒是有全系列的901x和8050、8550，每种都有二十多个。看起来8050和8550是天生一对，那么选对管就得用万用表量hfe，找hfe差不多的呗？ 第一个电路，一些元件漏了标注，而运放明显是5534却写成5532，更重要的是运放与后级间的耦合是采用小电容并电阻的方式，这种耦合方式将导致低频衰减甚至严重失真，频响不平坦。
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应该是比较经典的电路。虽然一直没工夫弄明白200 Ohm和0.22的用法。 运放输出的200电阻好理解，由于运放输出阻抗较低，经电容耦合到共射放大级，如没有200电阻缓冲，容易自激。
但0.22与后级输入阻抗相比，很明显低频衰减了，虽然有运放反馈可以补偿，但15K电阻太大，大幅度时也无能为力。 今天下午有事没弄，晚上才开工。把那个两级之间的耦合电容去掉了，然后把两个偏置电阻都换成了1k，二极管也只用了一个，不再用两个串联。然后电源电压提高到正负12V，现在已经可以正常出声音了，听不出失真来。运放现在也发热了，温温的，虽然不烫手但肯定比室温要高。声音很小，和笔记本的喇叭声音差不多大。大概是运放输出电流不大的缘故吧。
那个在e上需要加的电阻我还是没加。但是我知道那个电阻在大功率工作时必须加上，而且功率管要贴散热片。现在管子一点也不热，室温，所以就先这么着了。
既然出了声音，我又尝试着换了不同值的偏置电阻，有510ohm，1k，10k，51k，100k，但感觉换了电阻，对声音似乎没什么影响……那么这个现象可否理解为，偏置只是要给管子加一个直流电压就可以，而没必要考虑偏置电路上流过的电流（也就是之前我总在说的那个20mA）呢？因为这个偏置电路中有一个二极管的压降0.6V，而且这个压降是恒定不变的，所以上边的电阻起不到分压的作用，而仅仅是作为限流，防止偏置电路耗电过多和发热？如果说普通的两电阻分压来偏置的话，也只是取得一个电压而不要其电流？
还是网上牛人多，hoho~ 声音小，只要改变反馈回路的两个电阻分压比即可，现在是100K比10K 放大11倍，偿试改为100K比3.3K声音就能变大。
至于偏置电阻的大小，换到51K、100K，声音还能大吗？显然不行，电阻太大了，基极电流也小了，输出电流有限。 【35楼】 cowboy “至于偏置电阻的大小，换到51K、100K，声音还能大吗？显然不行，电阻太大了，基极电流也小了，输出电流有限。”
那就是说，实际上调整偏置电路的作用，还是为了保证晶体管的Ib足够大？是不是可以根据节点电流方程，大概估计出偏置电路的干路电流和Ib之间也是有正比的关系？看来偏置的作用和设计，我还是有点懵，自己悟得还不够火候，需要再仔细研究一下才是……光学书本知识真的没用，仿真也没用，只能是自己亲自上手做出来才是真本事，hoho~
试过调整反馈电阻比，声音是上去了，但运放也更热了……明天试试做个共射放大来做一个中间级吧。今天收工，还没吃晚饭，饿了，出去找点食…… 运放现在也发热了，温温的，虽然不烫手但肯定比室温要高。
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运放偏流的功效
大概是运放输出电流不大的缘故吧。
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不是，运放基本不输出电流
换了不同值的偏置电阻，有510ohm，1k，10k，51k，100k，但感觉换了电阻，对声音似乎没什么影响
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正确，都偏到二极管上了。 明天试试做个共射放大来做一个中间级吧。 ------ 应该是共集放大级，也就是跟随器。 it is always a good ideal to update your schematic so people know what you are talking about.
at +/- 12v, your opamp can swing +/- 8vp without clipping. That means your output should swing +/- 7v at least. That will be quite loud on a typical 8ohm speaker, assuming your input signal can swing enough (in this case, +/- 0.7v). 看了7楼的电路图，有话要说：
1、设计功放，首先要确定应用场合，根据所需声压级和扬声器的效率、确定输出功率，从而确定功放供电电压。
（图中的正负5V电源，在4Ω的扬声器上，最大不失真输出功率在2W左右，输入信号再大，只会加重失真而不会提高输出功率。）
2、原理图设计，可参考集成运放应用和功放电路设计等资料。
实际选用元件时，也要考虑周到，有些电容最好选无极性电容。
3、PCB设计时考虑的要更多。即使作出了像样的PCB板，试验时也会因耦合、接地点等原因，而遭遇失败（如：自激、噪声过大等）。
打造称心如意的功放须了解的知识太多。“不经历风雨，怎么见彩虹”，付出总会有收获！ 前几天没上坛子，现在把这几天的思考和实践再曝光一下~
按照【38楼】cowboy所说，我用了2SB647/2SD667对管做了一级推挽射极跟随器，然后直接把输出连到了末级的2SA1301/2SC3280上了（我不知道cowboy的本意是不是这样），结果音量没有变化。结合【37楼】 shichen717所说的话，和我将运放放大倍数调大之后音量即增大的这个现象，我这几天琢磨了一下。下面是我的想法：
运放会将输入信号进行电压放大，所以在运放的输出端实际上是输出了一个电流很小但电压很大的信号。这个信号会导致末级的基极电位发生变化，进而导致末级偏置的电流发生变化，末级三极管的基极电流就变化，所以输出电流就会变化。
这种理解不知道是否正确。
【37楼】shichen717的话我有些不明白。运放既然电流很小，可是运放又怎样提供偏流呢？而且我上边自己想的机理，大概也无法解释为什么运放会发热。明天试试在运放的输出到后级之间加一个大电阻，阻止电流的流过，但可以保证电压信号过去。这样就能判断这电流是由运放还是由偏置电路提供的吧？
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今天尝试着自己做差分放大，所以先做了差分的两个e极所用的恒流源。我用的三极管是9013。在顺利地放掉了两个三极管和两个电阻的烟花之后，似乎找到了几条设计三极管电路的门道。
做三极管电路要考虑一些极限参数。比如三极管有集电极功耗Pc，大于此值即放烟花；电阻也有额定功率。这些功率参数是最大最严格的限制。我的功放用的是正负12V，电压差达到24V（Vce=24V），不超过极限值（Vceo=30V）。三极管集电极功耗Pc=625mW，所以在这个电压条件下，流过三极管的最大电流不能超过Pc/Vce=625mW/24V=26mA。假如让三极管流过20mA电流的话，此时Rc或者Re的阻值为24V/20mA=1.2k。计算一下此时电阻的功耗0.02*0.02*1200=0.48W，大于电阻额定功率1/4W（0.25W），电阻受不了，所以这时需要重新设计电流。比如用10mA吧，这个电流三极管肯定没事，重新算电阻阻值24V/10mA=2.4k，电阻功率0.01*0.01*2400=0.24W，电阻也没事。所以这时电路就选定这一组工作组态，Ic=10mA，Rc=2.4k。
然后设计偏压。9013的Vbeo=5V，所以偏压应该在这个电压之下。就取Vbe=3V吧。所以需要用电阻对电源电压进行分压，取+12V~-9V~-12V的分压，就采用7.5k和1k电阻对正负12V进行分压，得到Vbe约3V。把这个3V电压加在b e上，偏压完成。
于是整个电路成型。用电流表来测量Ic，是12mA（指针表的示数，数字表的保险丝烧掉了），应该算恒流源设计完毕了。
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谈谈感想和疑问。恒流源的设计，就是在设计三极管的静态工作电路吧。所以经过这个电路的设计并且成功，我似乎有点明白静态工作点是什么意思了。像【10楼】cowboy所说，“别误解偏置电流是基极电流，应该是射极或集电极电流”，意思就是说，设计晶体管电路，需要从Ic下手？Ic是可以由我们来随意设定的？
我以前一直以为，设计晶体管电路，应该从Ib入手，因为晶体管的Ic不是受外界因素影响的（当然实际上不能这么绝对地说），而只是受到Ic=βIb的控制，Ic会很忠实地反映Ib的变化，跟Vce和Rc、Re没有任何关系。所以像我楼主位里一直在说Ib怎样怎样，是基于我的这种理解的。但是今天的这个电路，我是从Ic入手的，而且发现Rc对Ic有着决定性的影响。而所有晶体管的工作状态参数，都是基于我们设定Ic之后才继续计算出来的，甚至到最后，Ib的值没有用，被完全地忽略掉了。
既然这样，那为什么我们还总是在强调Ic=βIb？有信号进来时，三极管才遵循这个工作方式吗？ 上一张恒流源的图，实测数据是12mA，multisim仿真也差不多是10mA。
http://cache.amobbs.com/bbs_upload782111/files_21/ourdev_497455.GIF
恒流源multisim仿真 (原文件名:恒流源.GIF) 【41楼】 SkyKing ATbj 王天
仅仅增加射随器仍不能增大音量，这只是必要条件而不是充分条件。你需要同时增加电源电压，调整反馈电阻以获得较高的电压增益，并合理地选择偏置电阻，才能达到要求。我可以给出完整的电路，不过你自己摸索将得到更多的乐趣。
重复一下39楼建议：it is always a good ideal to update your schematic so people know what you are talking about.
看管子烧烟花很好，会加深认识。
三极管电路设计，根据不同的工作方式会有不同的方法，不能一概而论，某些情况下选择某种方法会使设计更简便。 【42楼】 SkyKing ATbj 王天
偿试改变一下电源电压，或者对三管极适当加热，看看是否还能恒流。 呃……是让我贴一下最新的电路图吗？那就贴一下吧，现在这个电路图可以正常工作。
http://cache.amobbs.com/bbs_upload782111/files_21/ourdev_497457.GIF
(原文件名:电路图.GIF) 不见2SB647/2SD667踪影，漏画了？ 【44楼】cowboy“偿试改变一下电源电压，或者对三管极适当加热，看看是否还能恒流。”
这个我理解，hoho，改变电源电压，恒流肯定会改变，因为这个电路的Ic就是由电源电压决定的。而且按照我刚才的那套方法，这种漂移是克服不了的。温漂也是肯定会存在的。所以说这个地方我还得继续琢磨…… B647/D667我没接到电路里。因为当时觉得音量没有提升，所以就摘了没接到电路里……但板子还留着，拿出来就能用~ 但是，按你图中R4、R5的取值100K，出来的声音应该象蚊子叫。 这个……我34楼说，换过了很多种电阻，感觉声音没什么变化……我不知道这个现象是否符合理论，所以最后试了100k之后，就一直用100k做偏置的，没换。
一会儿0点熄灯断电，明天再看帖，各位晚安哈~！ http://cache.amobbs.com/bbs_upload782111/files_21/ourdev_497656.jpg
(原文件名:唉~~.jpg) 这帖楼盖得比较高，继续盖，hoho~
还是电流源的问题。既然要防止电源电压变化，或者是温度变化时，输出发生漂移，那么我用场效应管应该也可以吧。用一个NMOS管来做。偏压我想既然要注意不能受电源电压影响，那就用稳压管的稳压值来得到恒定的电压吧。所以就用了这样的一个电路。目前只是在Multisim里尝试过，没有实际动手。
我想如果稳压管的稳压值要超过MOS管的开启电压。最好稳压值选得大一些，这样保证MOS管完全打开。
http://cache.amobbs.com/bbs_upload782111/files_21/ourdev_498055.GIF
(原文件名:MOSFET电流源.GIF) 上边电流有点小，但让电流增大的方法就是增大栅极电压。所以我觉得改变稳压管的稳压值，就能改变电流输出的大小。 可以用普通三极管代替图中的场效应管，不会有很大的差别。
看你图中R2是1欧，电流不可能是575.54uA。 这个是仿真吧，NMOS管我也用的是理想元件，没用真的NMOS管模型。所以我估计是NMOS管参数的问题。暑期的时候曾经用过51控制DA输出电压给N沟增强VMOS的栅极来做数控电流源，所以对VMOS管电路稍微有些经验。我现在手里有一个当时用的VMOS，IRFP460A，开启电压在3V左右。但是没稳压管。
我看有的电路图，真的在用好几个普通二极管串联，用正向压降做偏压；那么我用一个稳压管反向电压也可以做偏压吧，只是要串联一个电阻防止反向电流过大，保证不会放烟花就行了。这两种接法没什么区别吧？感觉还是用一个稳压管爽，电路简单，价格又便宜~ 刚才改了下条件。当稳压管反向电压=7.5V时，电流是576uA；当稳压管反向电压=10V时，电流是1.02mA。所以改变稳压管时，还是可以改变电流的~ 学习了 【42楼】 SkyKing ATbj 王天
这应该不是恒流源
【52楼】 SkyKing ATbj 王天
换成三极管更好些，硅管VBE一般都是0.6V，FET就不好说了 最近也打算弄个玩玩 前一段去找工作&疾病缠身，好长时间没有继续搞功放了，今天回来上图，hoho~
先向广大ourdever道歉。一是好久没回音，二是有个地方我一直是接错了，但没发现（搭棚焊的，线乱）。我把那两个二极管的中间（也就是运放输入的地方）和后边三极管两个e连接的地方（就是接输出负载的地方）给连在一起了，而且这样居然工作了很长时间没问题，我也一直没发现……【49楼】cowboy说我的偏置电阻取得太大了，声音会很小。我当时没注意（因为线焊错了）。后来把电路纠正之后，问题果然出现了。声音很小，而且失真巨大。
尝试更换偏置电阻至1k之后，管子发热明显，并且仍有失真。我在想，这时就因为运放无法带动这么重的负载了吧。管子发热严重，是因为直流Ib很大，但是运放输出的△Ib又不大，导致管子虽然热但实际上运放已经不能正常工作了？
我似乎明白了cowboy说的，中间为啥要再加一级射极跟随器的意思了。是因为运放输出电流不足以带动大管子的Ib吧？现在再加上一级缓冲级，末级的Ib就可以由缓冲级的Ie分出一部分来给了，减轻了运放的负担。于是最终改成了今天这个电路。这个电路是我上周调通的，并且功率管也装上了散热片，已经正常工作了。运放也不热了，各个管子也工作正常，基本不发热。
纯三极管前级还不是很顺。电流源倒是制作成功了，差分部分也没问题，不过共射放大那里的电压增益提高不上去，所以声音偏小，就卸了下来，没往电路上装。而且三极管前级貌似耗电巨大。利用实验室里带电流表的稳压电源来正负12V供电，发现只是一路纯三极管电路，电流居然高达700mA，并且各个三极管温度明显升高（所幸还没坏），所以我在想是不是我各回路的电流都设计得有点偏高的缘故……差分部分的电流源是10mA，然后共射放大的恒流负载是10mA，电流源和恒流负载的偏压是利用一个LED的正向导通压降（万用表测的，约1.7V）。LED部分设计时打算给它10mA。所以我在想是不是后级吃掉了很多很多电流，导致后级功率管发热严重。这部分我还需要细细调整才是。
先上运放前级的电路图，过两天单上一张三极管前级的电路图。
http://cache.amobbs.com/bbs_upload782111/files_23/ourdev_512171.JPG
(原文件名:circult.JPG) 只用两个二极管串联起来提供偏压还是有点小，这样后级Q1、Q2的静态工作电流为0，仍存在较大的交越失真。不过在NE5534反馈控制下，把交越失真抑制了大部分，不容易听出来。既然偏压这么小，R1，R2直接短接不用也行了。
R5用10个电阻并联有点夸张，实际上R5上的功率几乎为0。
R9取值太大了，造成放大倍数过高，输入一点点信号，输出就很大了，输入信号再高一点，输出就满幅了，声音失真了。R9一般用30K~50K为宜。
D1、D2若用4个二极管串联，才能得到合适的偏置电压，这样音质将上一个层次，才能叫HIFI。
为了电路稳定，防止自激，运放的输出端和反相输入端还应跨接一个几十pF的小电容进行相位补偿。
信号输入端再串联一个1K左右的电阻，才能和C1共同作用，防止高频干扰信号串入。
正规的功放，还会在输出端接一阻容到地，以抵消扬声器负载的感性。 不错
哪位有用IGBT做的功放电路啊？手上有几只想做个功率大点的功放 实际上我还是有些搞不明白，三极管的Ic=βIb，到底是Ic控制Ib呢，还是Ib控制Ic呢？表现在电路设计上，就是应该从哪里下手呢，是从c上入手，还是从b上入手？
就比如说这后两级的跟随器，我不明白为什么那个10个一并的电阻，其电流会那么小呢？我当时是这样考虑的：
论直流的话，D667/B647那一路的两个E接起来，E上的电流最大应该是
(Vcc-Vee)/R5 = (15V-(-15V))/240ohm = 125mA
这时电阻的功率就是
I^2R = 0.125^2 * 240 = 3.75W
设D667/B647的β=200，则
Ib(D667/B647) = 125mA/200 = 625uA
另，反馈上的那个电容原来是加上的，结果反倒自激了。可能是电容容量太大（200pF），相位错得太大了吧，索性就拿下来了，倒是也没问题，所以就先不加上了。
再另，用信号源+示波器观察1kHz正弦波，发现输出时确实还存在一点交越失真，输出电压整体在500mV-1V之间时，失真程度在5mV左右。 实际上我还是有些搞不明白，三极管的Ic=βIb，到底是Ic控制Ib呢，还是Ib控制Ic呢？表现在电路设计上，就是应该从哪里下手呢，是从c上入手，还是从b上入手？
当然是Ib。
论直流的话，D667/B647那一路的两个E接起来，E上的电流最大应该是
(Vcc-Vee)/R5 = (15V-(-15V))/240ohm = 125mA
(Vcc-Vee)/R5？Q3/Q4击穿了？
Q3的Ie计算，要由Ib推出来，那么Ib是多少？Ib≈0。为什么？
因为
Vbe(Q3) + V(R5) + Vbe(Q4) = V(D1) + V(D2)
V(D1) + V(D2) ≈ 1.2V -- I(D1)/I(D2)只有1.5mA不到，此时压降约0.6V
所以Vbe(Q3) = Vbe(Q4) = 0.6V，V(R5) = 0，即Q3/Q4还没导通，R5上的电流为0。
为什么你的计算错误？就是因为Ib和Ic的关系你搞反了，应该是先有Ib再有Ic/Ie，Ib都没有，又怎能按管子饱和导通状态来算Ie？
我们再来看看cowboy说的D1 D2再串2个二极管的情况：
Vbe(Q3) + V(R5) + Vbe(Q4) = V(D1) + V(D2) + V(D3) + V(D4) = 2.4V
Vbe(Q3) = Vbe(Q4) = 0.7V
V(R5) = 2.4 - 1.4 = 2V
Ie(Q3) = Ie(Q4) = I(R5) = V(R5) / R5 = 8.3mA
好了，推动级终于有静态偏流了。 :)
再算算Ie(Q1)/Ie(Q2)？呵呵，革_命尚未成功，同志仍需努力。 把两个 in4148 变 6个 (3个串联当一组), 然后 R1 R2 改大成2欧, 音质会更好
现在的配置, 跟随器工作在乙类和甲乙类的边缘, 不会好听的 mark 回路电压降为零，这是电路基本理论吧……我竟没想起来，愧对老师和所有ourdever……
我按照咕唧霖前辈的算法计算了一下。
如果那一堆D的压降在1.2V，被B647/D667的Vbe给耗掉了0.6*2=1.2V，所以C3280/A1301获得的b电压为零，Ie为零，没导通。
如果那一堆D的压降在2.4V（4个4148串联），B647/D667的Vbe耗掉1.2V，所以C3280/A1301的b上应得到1.2V（注一下，R3/R4那两个2ohm的电阻我给拆掉了，感觉没什么作用，还限制电流），再被C3280/A1301的Vbe给耗掉1.2V，所以此时R1/R2上几乎没电流。这也说明了这时C3280/A1301才是刚刚开启的状态吧。
然后我用一个声道试了一下，用两个发光二极管串联，压降是1.8*2=3.6V，所以算出C3280/A1301的Ie为2.4V/2ohm=1.2A。电路实测的数据：还是用实验室提供的稳压电源，正负15V时，单独一个声道的电流就已经达到1.5A。一首歌还没听完，C3280/A1301的散热片已经烫到不敢用手碰，而且电流也已经漂移到了1.6A多。这是热击穿的前兆吧？因为我没有加平息工作点温漂的电路，所以不敢继续用了，断电，用嘴吹了半天散热片，吹凉了。多亏肺活量大，五千多ml，hoho~
想到R1/R2有限流作用，那我增加了R1/R2的阻值，也可以通过限制静态电流来减小管子的发热量。所以我从实验室元件中找了两个20W 5ohm的水泥电阻，替换了R1/R2。果然，稳压电源上的电流表指示，电流减小了很多，只有几百mA。但我想之所以不能在输出时串联这么大的电阻，是因为这样会导致输出级的内阻增大，带低阻抗的负载时效率不高的缘故吧？
最后定了一下，还是用四个4148串联吧。整机两声道耗电共才100mA左右。那么此时是不是工作在甲乙类状态，三极管似开非开的状态？如果加的偏压再大，就成甲类了吧？看来传说中甲类效率不是很高，真的是这样……
刚才用手机拍了照片，一会儿回宿舍把图处理处理，然后贴图~ 第一次上传自己的DIY，紧张……欢迎广大ourdever拍砖，我一时半会儿还砸不死……
http://cache.amobbs.com/bbs_upload782111/files_23/ourdev_514149.jpg
机壳（主板包装盒）+音源（魅族M3） (原文件名:SP_A0417.jpg)
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音箱（内含分频器。箱体是在邮局买的包装箱，￥6一个，很厚实，还不错） (原文件名:SP_A0416.jpg)
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内脏 (原文件名:SP_A0412.jpg)
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电源及整流稳压板 (原文件名:SP_A0415.jpg)
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左边的是B647/D667板，右边的是运放板 (原文件名:SP_A0413.jpg)
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功率管Matrix~C3280/A1301各两个，板背面拧着四个25W 1ohm电阻 (原文件名:SP_A0414.jpg) 看楼主的盒子怕是过不了消防审查 恭喜楼主，总算成功了！
这次好象理解透彻多了。
好象电源滤波电容不够大，不够3300uF吧！
那堆D尽量靠近散热片，可作热反馈，提高热稳定性。 先恭喜楼主。
现在来考虑一下Q3/Q4偏流和Q1/Q2偏流的关系。
以你现在的电路和67楼提供的数据计算，Q3/Q4上的电流只有10mA不到，偏小了（甲乙类应取40-80mA），可Q1/Q2的电流已经到了1.5A，又太大了（甲乙类应取100-200mA）。
这个该如何解决，LZ再想想办法？给个提示，增加R1/R2来减少Q1/Q2电流的方向是错的，只用4个4148也是错的，应该从Q1/Q2的Ib入手。
模拟电路就是这样的了，有了电路的基本形式，剩下就是计算元件参数，牵一发而动全身，几个数值挤来挤去挤出你想要的工作状态，你就成功在望了。
记住，从哪里开始挤，是有学问的，乱来是挤不出好结果的哦…… :) pretty good work.
here is a small suggestion.
a fatal flaw in your design is that a) it is not thermally stable. and b) you cannot adjust idle current. you kind of addressed a) with large R1/R2. the real solution is to use a "Vbe multiplier" in place of D1/D2. But that's just go with your simpler design but replace D1/D2 with two LEDs so your amp doesn't run in Class C.
you can solve the 2nd problem by adding two resistors, Re, to Q3 and Q4's emitter.
let's say that the diodes' forward voltage drop is 1.8v. you will need to figure out how much idle current you want for Q3/Q4. I would say that 20-30ma is fairly good for modern power transistors. That means 20ma*15v=0.3w, you can run to220 transistors there without using heatsinks in the winter but can be tough in the summer. so let's say that you want to idle at 20ma.
That means the voltage drop on Re+R5+Re=1.8v*2-0.6v*2=2.4v. so Re+R5+Re=2.4v/20ma=120ohm.
you want the voltage drop over R5 to be about 0.6v*2=1.2v so that Q1/Q2 are about open at idle. that means on the two Re resistors, you need to drop 2.4v-1.2v=1.2v. At 20ma, Re+Re=1.2v/20ma=60ohm, so Re=33ohm.
you want to select R5's value so that when it is half open, it drops 1.2v. that means you should use a 67ohm pot.
obviously, you recalculate it if you want the drivers to idle at different levels but that though process is the same.
Also, regardless of how much idle current, you should drop about 25mv on R1/R2 each. engineers from HP years ago decided that is the best idle current. so for your amp, since R1=R2=1ohm, Q1/Q2 should idle at 25mv/1ohm = 25ma.
http://cache.amobbs.com/bbs_upload782111/files_23/ourdev_514201.JPG
(原文件名:ourdev_512171 KL.JPG) also, R9=300k is too high. I would dial it back to about 22k. and to limit dc offset, R8=R9.
R3=R4=11ohm if you are using fast transistors.I would also put a 110ohm resistor on NE5534's output and a 1k serial resistor with C4.
C5 can be a little bit higher, like 110uf or 220uf. R9 上最好加个电容补偿一下,不然自激了还以为音质青丽呢,
输出也最好加个适当的 RC 回路吸收一下喇叭的反峰压
Zobel Network:
http://en.wikipedia.org/wiki/Zobel_network 做一下自我反省及总结。
我觉得咕唧霖前辈为我展示了一种思想：电路分析可不只是算算课本里的LRC电路就完了，学了是要用的。实际上为了准备面试笔试，我上个月还刚刚把一本老外（Floyd著）的《电路原理第七版》给看了一遍，例题做了一遍，那些公式定理之类也都记了笔记（图书馆的书，不敢在上边做笔记），所以基本原理算是刚刚刷新过。
咕唧霖前辈的那个算法并不深奥，但我就始终没有这种意识，也没有往这个方面考虑。总结起来，是不是我之前没有这种纵观大局的概念？我一直拘泥于电路中某些细节的东西，比如什么Ic=βIb啊，Ic受谁的控制啊，之类的，却没有从各个元件之间的联系来考虑问题，而咕唧霖前辈的算法却让我豁然开朗起来。一个回路电压降方程把这几个元件的电路关系牢牢地套住，这几个量的关系头一次很明确地摆在了我眼前。这下子就不是谁受谁控的问题了，而是大家都连在一起。方程中某一项的变动将会引起其他项如何变化，最后在这些变化中找到一个平衡点，设计师希望的工作状态就这样出来了。
全局概念给了我一个很大的冲击，它把我原来理解的错误体系给打破，让我真的理解了电路的工作状态。纠正自己的错误之后，我再看其他的一些电路时，自己又多了一种眼光来审视，也多了一些体会和理解。原来始终搞不懂的电路，现在似乎有点眉目了。自我感觉我现在对电路的理解，终于稍微“上路”了。
我之前说过，我是在看到日本人写的那本《晶体管电路设计》之后，萌生了研究晶体管电路的想法。我感觉我之前的思想都在受那本书的控制。作者在那本书上册14页有这么一句话：只要知道Vbe=0.6V和欧姆定律，无论怎样复杂的晶体管电路都能进行解析和设计。而且作者整个的风格就是从各个节点的电位和各处的电压降来考虑问题，追究各个元件的工作细节，属于很深入的讲解。所以可能是我没有理解透彻，也可能是我受这种“细”的思想太深，导致全局观念的丧失，最后使我思路混乱。这种思想先入为主，所以它一直在我的脑中占据着。这是我的错误，还耗费了广大ourdever很多时间，浪费了ourdev好多的服务器空间，我主动道歉，对不起大家和ourdev论坛了。也感谢大家能容许我的错误，并且耐心地给我帮助指导。
不写检讨了，但教训更要强调。像我这样的初学者及其容易被“她（那本书）”浅显易懂的风格和细致入微的讲解“打动”，最后“拜倒在石榴裙下”，彻底被俘获了思想……还好我跳出来了，并且看到了“她”的优缺点。我得出一个结论：那本书看看还是好处多多，很适合对基本概念加深了解，而且生动灵活，浅显易懂。但是不要像我这样不求甚解，甚至主观臆断地把其按真经崇拜。注意到这本书在坛子里挺火的，我就说说我自己的感受，也算是为打算深入研究这本书的人提个醒。
接下来的工作就是准备再仔细调节调节末级电路。先思考一下咕唧霖和millwood0两位前辈的建议，准备解决发热及稳定问题。调好末级之后，再尝试着把晶体管前级也调好。如果还能继续做下去的话，试着调节噪声和失真。
大四的时间真的挺好，基本没有专业课的烦恼，可以有大块的时间随便“洗劫图书馆”看自己喜欢的书，做自己喜欢的事情，就是这个夸专业的工作好难找…… 【71楼】 gzhuli 咕唧霖
我想的方法。既然要从Q1/Q2的Ib入手，那可以在Q1/Q2的b之前串联个限流电阻，这样可以通过这个电阻限制Ib来达到限制Ic的目的吧？
我笔算了一下，为了清楚美观，用word把公式做出来了，发挥理科学生爱研究公式的特长，hoho~
接下来是贴图分析，请在新页面中打开此图，并在IE浏览器中按F11全屏查看。这样看着舒服一些。
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分析电路的推导过程 (原文件名:未命名with equ.jpg) 计算倒没错，但如果是我将会用快速估算:
Uce5 - 4*Vbe
Ieq1q2 = -------------
R1 + R2
R3,R4 上的压降很小，可以忽略。 把71楼72楼millwood0大师的话大概翻译了一下（逐字翻译可以使我仔细阅读文字，hoho~）：
两个致命问题：a.热稳定性差，b.不能调节静态电流。你只是想用两个大R1/R2来解决a问题。实际上应该用一个“Vbe增加电路”替换D1/D2，但你只用了两个LED替换D1/D2，所以放大器没工作在丙类。
通过在Q3/Q4的e上串联两个电阻Re，可解决第二个问题。
二极管正向压降是1.8V，你自己要设定好Q3/Q4的静态电流。现代功率管的静态电流最好在20~30mA，就是说20mA*15V=0.3W，用TO220封装的三极管，冬天不用散热片亦可，但夏天有点悬。所以就把静态电流设定到20mA
所以压降为Re+R5+Re=1.8V*2-0.6V*2=2.4V，所以Re+R5+Re=2.4V/20mA=120Ω。
想要让R5压降大约为0.6V*2=1.2V，这样Q1/Q2能刚好开启，也就是说在两个Re电阻上，你需要有2.4V-1.2V=1.2V的压降，20mA时，Re+Re=1.2V/20mA=60Ω，所以Re=33Ω。
要选择R5的值使末级若开若闭，则需要压降1.2V，也就是说要用67Ω。
如果想改变到其他工作状态的话，算法还是一样的。
无论静态电流多少，在r1/r2上要压降25mV，HP工程师几年前发现这是最佳的静态电流，所以对于你的功放来讲，R1=R2=1Ω，所以Q1/Q2静态电流应在25mV/1Ω=25mA。
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还有，R9=300k有点太高了，我会用22k，同时为了限制输出的直流漂移，R8=R9
如果用快速三极管的话，R3=R4=11Ω。我还会在运放输出后串联一个110Ω电阻，并在C4前串联一个1k电阻
C5可以高一点，比如110uF或220uF
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那个Vbe Multiplier应该是这样的电路吧。这是引用《晶体管电路设计》第71页的内容。
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Vbe Multiplier的原理与计算 (原文件名:未命名2.JPG)
这样就能让后级的偏置电压和这个管的Vbe挂钩了。在热耦合之后，这个管的Vbe也会变化，使得偏置电压跟着变，加强热稳定性。 受益匪浅 用 Multisim 仿真一下看看 THD 是多少 今天有空，就好好地算了一下电路，好好地改装了一番。最后生成一张Final版的中后级电路图，并汇报测试结果。
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Final版，元件值已标注 (原文件名:未命名.jpg)
实际测试结果，调节R8的电位器，将偏压设置到3.2V时，R5压降为1.873V，R3压降为0.224V，R1+R2压降为0.775V，即得到各处电流值，R5为1.873/200ohm=9.4mA（设计值10mA），R3为0.224/300=0.7mA（即C3280/A1301的Ib值），R1+R2为0.775/2=388mA，但我的预设值是100mA，考虑到我是带着喇叭负载来测的值，所以怀疑是不是喇叭的电流也都算在这两个电阻上了，或者是喇叭系统的内阻并联到了R1/R2上了？这里有点不明白，按照C3280/A1301的PDF所示，这个对管的β也就是100多的样子，这样算来其β居然要到三百了，匪夷所思……
9013被我抹了一层硅脂后，用胶布粘在了散热片上。用稳压电源供电，正负16V输出，整机耗电在230多mA，烤机半个多小时，耗电基本没有变化。凭整机耗电来看，那个C3280/A1301的电流也是不正确的，这里是一个纠结点。散热片也比没加Vbe Multipier之前凉快了许多，同时D667/B647有些隐隐发热，但不严重。 "所以怀疑是不是喇叭的电流也都算在这两个电阻上了，或者是喇叭系统的内阻并联到了R1/R2上了？"
it depends on how the measurement is done. if the measurement is done with the opamp in loop, you should have very low DC offset and your calculation is correct. Otherwise, it may be off - the upper half and the lower half may be idling at different current levels. As such, it is far better to measure the voltage drop over R1 and R2 separately.
"这里有点不明白，按照C3280/A1301的PDF所示，这个对管的β也就是100多的样子，这样算来其β居然要到三百了，匪夷所思…… "
beta is different at different current levels. It is typically very low at low Ib/Ic, and goes up with current. At high current levels, beta typically declines with Ib/Ic. a good output transistor (like the Toshiba pair 3281/1302, 5200/1943 or the sankens) can maintain excellent beta linearity even at high current levels. mark R3,R4取值太大了，这样会大大的限制了输出功率，且电源利用率也降低。建议R3，R4按76楼参数选取，甚至直接短路不用。R5可用150，使该级静态电流为10mA左右，重新调整R8，选择合适的未级电流。
这里给点提示，Q1，Q2的电流主要由R8调整，Q3，Q4的电流主要由R5调整。 【81楼】 SkyKing ATbj 王天
为何要增大R3/R4？想听听你的理由，即你理解的R3/R4在电路里起什么作用？
R3/R4的作用主要是补偿Q1/Q2的频率响应的，加上R3/R4后，会和管子的等效输入电容形成低通滤波，降低Q1/Q2的速度。过大的R3/R4将严重影响电路效率和频率响应。
我在71楼提示你“现在来考虑一下Q3/Q4偏流和Q1/Q2偏流的关系”，看来你还没找准。
这个关系如84楼 cowboy 所说，R8是同时调整Q1~Q4的电流的，而Q3/Q4和Q1/Q2之间的关系，则是由R5决定的。
现在想想看，R5对于Q1/Q2所处的位置，是不是和R8（效果由Q5反映）对Q3/Q4所处的位置一样？
我所说的“牵一发而动全身”，就是指R8（或原来串的几个二极管）的作用，它一变，Q1~Q4全变，所以调R8是无法改变Q3/Q4和Q1/Q2之间的电流比例的，这时就要去挤R5了。
设计功放电路一般可以按照这个思路：
1.明确输入信号电平、输出功率、负载阻抗，从这些指标计算出电压增益（决定R9的值）、电源电压、各级晶体管参数和静态工作点。
2.从后往前推算各级元件参数。考虑一下你先定好R8和R5，往后计算发现Q1/Q2的电流不合适，要改R5，那R8又要跟着改了，对吧？或许你就是不想动计算好的R5，所以打R3/R4的主意了？
3.考虑电路的频率响应，在适当的地方增加补偿电路。73楼 millwood0 提到了几点，想想为什么要加那些东西？数值怎么计算出来的？
4.最后才是搭实际电路测试。
还好你的设计功率比较小，电压低，选的又是大管子，经得起反复折腾，否则按你的思路搞功率大点的功放，炸管都炸的你心痛，呵呵。 Q1 Q2 又不是 MOS 管，加上 R3/R4 有什么特别的用意么？ "加上 R3/R4 有什么特别的用意么？"
bjts also have input capacitance, though it is considerably less than that of a power mosfet.
John Curl or Nelson Pass had an interview talking about R3/R4. Effectively, they are there to help prevent the power output devices go into hard clipping. When the output devices go into clipping, their Ib goes up significantly. a higher R3/R4 will help alleviate that situation.
But as others have pointed out, it is a compromise: higher R3/R4 provide better anti saturation performance. However, higher R3/R4 lead to lower efficiency and lower output swing.
Typically, the value is 4.7ohm - 11ohm - Curl uses 11ohm I think in the Parasound amp he designed.
I typically use 22ohm but you can probably go as high as 47ohm. The value you have here is way too high.
you should also consider swapping R8/R9 (and recalculate their values): when the wiper on R8 goes open, the idle current goes to maximum -> you don't want that to happen, ever. Hi millwood0,
Thanks for enlightening me!
But I believe to avoid hard clipping, increasing R1/R2 might be a better idea.If Q1&Q3 /Q2&Q4 are darlington,
R3/R4 won't even exist while the circuit still works fine.Does my understanding make any sense?
Thanks again!
Cheers "increasing R1/R2 might be a better idea. "
sure. But higher R1/R2 will always impact output efficiency, while higher R3/R4 only impact output efficiency when the output devices are close to clipping or already into clipping (high Ib). Hi millwood0,
Thanks for imparting your knowledge !
Happy New Year!
cheers ulgsm4u, thanks and the same to you and your family. 学习了 学习了，谢谢。 学习学习./emotion/em025.gif mark 留着学习 看到一个资料，出于安全的考虑，一般是调R9,固定R8。 回复【97楼】newID
看到一个资料，出于安全的考虑，一般是调R9,固定R8。
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对的，可调电阻抽头开路的可能性不小，在R8的位置一旦开路就是最大偏流，在R9位置开路则是最小偏流，所以从安全角度考虑，应该放在R9。 好长的帖子。多谢LZ和各位有心人，令我如此饱享眼福。看了一半，先mark下，回宿舍再看~~
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