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清楚分析(TL494)开关电源芯片工作的逻辑原理

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发表于 2020-12-10 10:46:20 来自手机 | 显示全部楼层 |阅读模式
本帖最后由 andy 于 2020-12-10 20:41 编辑

TL494/KA7500的工作環境及控制邏輯分析

上節已對TL494/KA7500特徵做了介紹,本節分析一下TL494/KA7500的外圍電路,明確一下其工作環境。

IC本身都需要一定的工作環境,當IC自身的工作環境滿足之後,IC才開始工作。當494的12腳VCC獲得10-12V供電後,494開始工作。首先,494內部的振蕩器將在5腳RT和6腳CT的設定下,以確定頻率開始振蕩,在6腳輸出三角波。當三角波產生後,該三角波會首先與4腳DTC的死區電平進行比較。

4腳外接四個元件,D17的正極、C17的負極、R25、R21。不難看出R25、R21構成了一個從REF(5V)到地的分壓電路。經簡單計算可知,在不考慮D17、C17的情況下,DCT上的分壓約為0.45V。換句話說,DTC腳設定的死區電壓應為0.45V(晶片內置的死區補償電壓為0.1V)。C17是一個延時電容。當REF有效時,容性元件C17在短時間內相當於導線。這個相當於導線的C17實際上在短時間內將R25給短路掉了。這意味着REF會直接加至DTC上。換句話說,在開機瞬間,DTC上的死區電壓實際上是5V,伴隨着C17充電過程的結束,DTC上的電壓會從5V降至0.45V。電壓降低所需要的時間,由C17的容量決定。顯然,這是一種軟啟動保護機制,5V已經超過了CT腳三角波的最大電壓。

D17如果要其作用,就必須導通。而D17導通的結果,只能是將DTC腳的電壓拉高。因此,在不考慮D17正極電路的情況下,我們就能夠判定D17的導通一定是一種令494關閉的電路動作。只要將D17的正極高壓來源搞清楚了,就能夠把這路過壓關斷邏輯搞清楚。D17的正極與C18的正極、Q5的集電極、R26直通。

C18是一個電容,除非它事先充電器,否則不可能為D17的正極提供高電壓。Q5是個發射極對地的三極管,它當然也不可能為D17的正極提供高電壓。通過排除法我們可以判定,為D17的正極提供高電壓的只能是R26。R26下接齊納二極管的正極,齊納二極管的負極接工作供電10-12V。原來這個是一個針對工作供電10-12V的過壓保護電路。一旦工作過壓,就會令ZD擊穿,通過D17主動且強制的拉高DTC死區電平,令494關閉。

494的13腳直通14腳REF,這說明494的兩個體NPN三極管工作在推挽模式。至此,494終於可以開始從11腳C2、8腳C1發出他激勵方波了。

接下來,我們分析一下494的兩個體運放的實際用途。

我們先看1、2腳間的這路運放。

1腳經一個1K的電阻後直通R29、R30。顯然,R31、R29、R30、RW構成了一個針對5V輸出的分壓電路。我們假設RW的當前阻值為440歐姆,那麼在PIN1處應該分到一個2.5V的電壓。我們順便介紹一下C19的作用。在5V剛開始輸出事,C19在短時間內會相當於導線,這意味着R13被短路。C19在這段時間內實際上會導致取樣偏大,既然取樣偏大,就等於說反饋偏大。我們如果用導線直接短接R31的兩端,會發現最終的輸出達不到5V。因此,C19實際上是在輸出反饋一側設定的一個軟啟動電容。其軟啟動的時長,由C19的容量決定。

2腳外接C15、R22的一端、R23、R24。通過觀察不難發現,R23、R24實際上構成了一個從REF到地的分壓電路。經簡單計算不難算出2腳應分得一個2.5V的電壓。這與1腳分得的電壓是一樣的。我們有理由推斷,494的這路運放很可能是用於穩壓的。

在絕大多數的反激電源中,穩壓通常是由431和光耦實現的。雖然在該電源中不存在431和光耦,但分壓電路卻與反激電源中的取樣分壓電路完全一致。這也是我們判定此路運放用於5V輸出穩壓的旁證。

從時序上講,2腳要早於1腳獲得2.5V。因為2腳的2.5V是REF提供的,而1腳的2.5V是5V輸出提供的,而5V輸出是494工作後的結果。因此,作為運算放大器輸出的FB實際上最開始是輸出低電平的。隨着1腳反饋逐漸增大,一旦達到2.5V,該路運放的輸出就將反相,從原來的低電平變為高電平。此時,494內部的PWM比較器的同相腳就會因為獲得高電平而輸出高電平,494內部的或門則輸出高電平,494停振。

綜上所述,該路運放的確是用於5V輸出的穩壓體運放。

我們再看一下16、15腳間的這路運放。

16腳外接R231、C32。R231和C32是並聯的關係,這兩個元件並聯後直通康銅絲的右端,康銅絲的左端接變壓器的地。

下面紹一下康銅絲。康銅絲是一種優良的低阻值檢流電阻。可以用萬用表、直流可調電源測量出康銅絲的真實阻值。如下圖所示。

利用可調電源為康銅絲提供電流,用萬用表測量康銅絲兩端的壓降。最後利用歐姆定律計算出其真實阻值。

如果是5個10毫歐姆的康銅絲檢流電阻並聯,那麼其總阻值就是2毫歐姆。當該電源達到滿載40A時,SIGNAL GROUND(Vsen)的電平最大,0.8V。請讀者特別注意,圖紙中的SIGNAL GROUND(灰色粗實線)並不是5V輸出的地。對任何開關電源而言,其輸出一側的地的物理起點都是變壓器次級繞組的引腳(主變壓器T1的5-8、17腳)。換句話說,16腳具有一個最大0.08V的電平,而且是相對於康銅絲左側的真實地的電平。

15腳外接R35、R36。顯然,R35和R36構成了一個從REF到SIGNAL GROUND(灰色粗實線信號地)的分壓電路。我們計算一下15腳的電壓,並明確15腳電壓與16腳電壓的區別。經計算,15腳上的分壓為0.0091V(對真實地)。如果我們均以真實地為參考點,在空載時分別測量15、16腳的電壓,就會發現16腳竟然會顯示一個接近0V的負電壓。其根本原因在於16腳的電壓實際上是SIGNAL GROUND(Vsen)的電壓。總之,16腳的電壓在空載時是低於15腳的電壓的,494的這路運放將輸出低電平的FB。

可以想像,隨着負載變大,流過康銅絲的電流也越來越大。無論是15腳還是16腳上點電壓都在動態變化,而且16腳的電壓一定會逐漸逐漸趕上15腳的電平,當達到滿載40A時,16腳的電壓也增大到與15腳電壓相等的邊界工況。筆者建議讀者以真實地為參考點,在不同負載情況下測量15、16腳的電壓。即使萬用表的精度不夠,也可以增強感性認識。

通過上面的分析,我們明確的得出了該路運放會在康銅絲上的電流超過一定值時從FB輸出高電平的結論。而一旦FB輸出高電平,就意味着494內部的PWM比較器的同相腳輸入了高電平。此時,494內部的PWM比較器的同相腳就會因為獲得高電平而輸出高電平,494內部的或門則輸出高電平,494停振。

綜上所述,該路運放是整個電源限流關斷的體運放。

接下來,我們補充一下運算放大器的反饋迴路的知識。明確一下R38、C12和R22、C16這兩路RC串聯之路的作用。這種從運算放大器的輸出腳經RC串聯組合後直通運放的輸入腳(該電源中為反相腳)的電路在各種使用了運算放大器的電路中屢見不鮮。它們從本質上起着緩衝延時的作用,具體工作原理如下。

運算放大器作為電路中的邏輯運算元件,其輸出由兩路輸入決定。當運算放大器的輸出反相時,就意味着運算工作狀態的徹底改變。當然,對於絕大多數的讀者來說,都熟知理想運放的輸出與輸入之間的關係,那就是同相大於反相輸出高電平,同相小於反相輸出低電平。但實際電路要考慮更多的問題。而延時緩衝器就是這種考量下的實用設計。

在現實生活中,「狼來了」的現象屢見不鮮。對於真實電路而言。我們希望作為邏輯運算元件的運算放大器足夠的靈敏,靈敏到能夠對所需判斷的電路邏輯有效反應。也就是當狼來了的時候,運放真的能夠發現狼來了。於此同時,我們又不希望他一看到狼就喊狼來了。而是希望他能夠充分的考慮一段時間之後再喊狼來了。延時緩衝器設計應運而生。因為在電路中,噪聲和干擾無處不再。延時緩衝器的延時作用能夠過濾到一些運放的過敏反應,提高系統的穩定性和可靠性。

我們假設494的1、2腳間的體運放正輸出低電平。此時隨着PWM的持續工作,輸出5V將持續上升。一旦1腳的電壓大於2腳電壓,FB就會輸出一個高電平,這個高電平經C16、R22後加至2腳,客觀會上拉高了2腳的電壓,這等於是延緩了運算放大器的輸出發 生翻轉(從低電平變為高電平)的趨勢。在降低器件反應速度的同時,提高了電路的穩定性。這才是設計延遲緩衝器的根本意義。至此,我們可以將494的這兩路體運放準確命名為穩壓體運放和限流保護體運放了。


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