采用9V/1A开关电源输入，BUCK开关降压结构，可以输出2V/3A吗？

HJJourAVR

Bany:

  如果采用BUCK开关降压结构做电池充电电源，(参见网站的充电器制作线路图)

  M16的8bit 32KHz PWM控制，假设在MOSFET功率管及专用驱动集成/肖特基续流二极管/电感都合理取值的情况下

  用网站配套的9V/1A开关电源作输入，可以输出2V/3A吗？

  

  我现在倒对BUCK结构中占空比和输入输出电压的关系混乱起来了^-^



  为什么在电感取值时是按入出电压比例有关，在低占空比时，输入电流的纹波(峰值)应该会很大啊？

  在额定负载时，占空比大些好还是小些好？

bany

上面公式中，L=（VO/VI）*（VI-VO）*（1/F）*（1/IO）*（1/LIR），即电感量=电压比（纯数）*电压*周期（S）/电流，化简后的量纲是VS/A，正好是亨利。

下面分析物理意义。

电感量的定义是什么呢？

在电感器上施加单位电压，电流在单位时间内均匀变化单位电流值，则电感量为一亨利。

就是说，给一个1亨利的电感两端加上1V的电压，一秒后电感的电流变化了一安培。



现在我们在考虑BUCK电路的占空比和输出电压的关系。

我们知道，BUCK电路的占空比与输出电压的关系是输出电压=输入电压*占空比，则，占空比即为输出电压/输入电压。



现在，我们规定输入电压是VI，输出电压是VO，则占空比D=VO/VI。规定开关频率为F，则周期=1/F，然后我们看看，施加在输出滤波电感上的电压和时间的关系。



显然，施加在滤波电感上的电压=输入电压-输出电压。而施加时间就是开关导通的时间即周期*占空比  T=D*（1/F），那么根据电感量的定义，我们可以计算出在导通时间内电感上电流的变化ΔI=电感两端电压*施加时间/电感量。这里，如果我们希望ΔI（即输出电流波动）小于某个幅度，则可求出最小电感量：电感量=电感两端电压*施加时间/ΔI，再把上边带近来，就是电感量=（输入电压-输出电压）*（周期*占空比（（1/F）*（VO/VI）））/ΔI。



下边的公式其实是上边公式推倒出来的。引入了一个ΔI的概念，即认为流过电感的电流分成两部分，一部分是恒定的，这部分在公式中并不体现，另一部分是变化的，即公式中的ΔI，可以认为总电流是输出电流（认为是恒定值）+/-（ΔI/2）。



不知道我说的清楚不。

HJJourAVR

那是不是说在9V输入2V输出时，占空比接近于2/（9*效率）？输出3A或2A时应该不一样才对啊？



输出同样功率时，入出电压比越大，占空比越低，输入电流的纹波(峰值)就会越大。

那设计时，占空比取高些，对输入端的峰值电流能力要求就不会那么高了。

bany

原则上，你的输入电压和输出电压决定了占空比的大小。

6/9=66%的效率，在高过10伏的时候是没问题的。

但是在低电压大电流变换时，要考虑整流损耗问题。



简单说，通常认为二极管的正向压降是0.7V（实际上，额定电流下的正向压降都是1V多），我们做个简单的计算，看看整流的损耗。



假设负载为2V3A，变换电路是最简单的BUCK电路，则整流压降是一只二极管的正向压降=0.7V。流过这个二极管的电流是负载电流，则在二极管正向导通损耗就是正向压降*正向电流=0.7V*3A=2.1W而切，变换电压和占空比也得按2.7V来计算。实际上BUCK电路的输出功率是2.7V*3A=8.1W。考虑到BUCK电路的其他损耗，比如电感有电阻，开关管有通态损耗和开关损耗以及驱动损耗，控制电路也要消耗能量，典型的效率不高过90%（实际上，80%是比较现实的），则在输出2.7V的时候，9V1A的电源能输出9W*0.9=8.1W，这刚好是输出的功率要求。而实际上，效率恐怕远没0.9这么高，整流压降也将近1V。所以，这个电源恐怕满足不了要求。



当然，可以通过更换更大电流的肖特基二极管来降低整流正向压降，典型值是0.5V。通过使用更粗一点的导线来饶制电感来减少电感的直流电阻，用更好的磁心来减少损耗（小功率的时候，几百K以下的频率，磁心的损耗微乎其微），用导通电阻更低（意味着额定电流更大）的MOSFET做开关，让驱动的前沿和后沿更陡峭一些来加快开通和关段的时间来减少开关损耗，用LC网络来无损吸收开关谐振能量，都可以实际提高一些效率。



其实，最有效的方法是使用同步整流。



同步整流是利用MOSFET来充当二极管的一种蒸馏方式。

我们知道，MOSFET导通后其相当于一个mΩ级的电阻，那么，它的通态损耗是IIR，这个相当于一个二次曲线。我们可以在直角坐标系中画出二极管整流损耗和MOSFET同步整流的损耗曲线。



近似认为二极管的正向电压为1V，MOSFET的开通电阻为10mΩ，则在同一直角坐标系中，另Y坐标为整流损耗功率，单位是W，横坐标为整流电流，单位是A，则二极管整流的损耗功率曲线为一经过原点的斜率为一的直线其方程为Y=X*1V。MOSFET的整流损耗曲线是一顶点为原点的二次曲线其方程为Y=X*X/10mΩ。

可见在电流增大到X*1V=X*X/10mΩ，X=100A以前，MOSFET的整流损耗均小于二极管的整流损耗的。并且，MOSFET可以通过并联来减小其阻抗，并且其本身的正温度系数也非常适合并联使用。而二极管并联也不能减少由于势垒而形成的PN压将，且其负温度系数非常不适合并联使用。



但是，MOSFET如果用做整流时，需要给其栅极提供恰当的驱动信号，这部分需要和主电路同步，否则会出现巨大的电流而损坏电路。另，在电流不大或者电压比较高的时候，同步整流并不比二极管效率高太多，但是却要增加许多成本和提高复杂度，降低可靠性，所以采用不多。



这就是同步整流在使用中的优缺点。目前，在电脑主板上，通信电源中非常广泛的采用了同步整流技术。因为这种电路的电压比较低（0.9V，1.8V，3.3V，5V）而电流往往数十个安培，只有同步整流技术能够满足效率要求。

SUN0_LIANG

不知道HJJourAVR具体问的是啥！！

假如是“采用9V/开关电源输入，BUCK开关降压结构，可以输出2V/吗？ ”

在效率>=67%时可以。

你是不是因为“3A>1A”，所以有疑问。

其实看的是功率，9V电容保证9v恒压输出，即使输出3A，但由于占空比不大，平均电流并不大。

HJJourAVR

谢谢Bany!



上面的道理我都明白。只是觉得低占空比时的电流纹波很大，(相对于AC电源的功率因数，带载能力会下降)。



假设效率=100%，输出3V3A,输入9V，占空比=33%，LIR=0.3, 则输入电流平均值1A的占空比为33%的3.5A峰值脉冲电流,现实中的效率是70~90%,电流峰值更大了----虽然有输入电容的缓冲作用，但对9V1A的开关电源还是有影响的。



电脑CPU的供电就采用多相同步降压技术，减轻了每一相的电流，而且每一相的相位是不同的---两相相差180',三相的相差120'---也减轻了输入端的纹波，对输入电源的要求也可以降低了。
-----此内容被HJJourAVR于2005-03-24,19:00:34编辑过

bany

只是觉得低占空比时的电流纹波很大，(相对于AC电源的功率因数，带载能力会下降)。



假设效率=100%，输出2V3A,输入9V，占空比=22%，LIR=0.3, 则输入电流平均值1A的占空比为22%的3.5A峰值脉冲电流,现实中的效率是70~90%,电流峰值更大了----虽然有输入电容的缓冲作用，但对9V1A的开关电源还是有影响的----影响是一定有的。但是还不会出现什么问题的。你可以在电源输入这里加滤波器，减少对前面电源的纹波。比如加个Π型滤波等等。比如你的开关频率是20K，则在输入的地方加一个低通滤波比如10K的，那么对前面的电源几乎就没什么影响了。但是这个滤波器的体积跟频率有直接关系的----这也就是开关电源界追求高频化的原动力。



电脑采用多相变换也不是为了减轻输入纹波--尽管确实有这方面的效果，但是目的是减少输出纹波，降低开关管定额，降低滤波电容的纹波电流和电感的平均电流。至于输入纹波--副作用而已。

HJJourAVR

由于占空比过低，对于使用MCU的32KHz 8bitPWM来说，显得精度太低了

假设额定负载时的占空比为20%,对应的PWM为256*20%=51，+/-1LSB已经会引起约2%的功率变化。

60~255的PWM值根本就没出现过，PWM的实际精度降低到6bit不到。

bany

PWM可以用占空比抖动方式实现伪高分辨率，相当于插值算法--喷墨打印机和数码相机好干这事。

SUN0_LIANG

对。不过纹波高点。

bany

但是EMI低了呢。其实总的EMI能量没少，或者略有增加，但是频谱宽了，每个频段的能量反而有所降低。

HJJourAVR

插值算法不但提高了PWM精度，还能形成频率抖动令EMI降低，好方法。

TOP开关集成也有频率抖动技术。

有点骗子的味道。

donkey

【11楼】 HJJourAVR

多周期插值好像没有什么意义啊？

如果是单周期，那采样处理速度要非常快才行啊

bany

模拟抖动是连续的，效果不错，数字抖动确实对处理速度要求很高。

bany

频率抖动和占空比抖动是有差别的。



频率抖动是指频率在一定范围内变化，由于变化不大，所以，输出功率也几乎不变化。而站空比抖动是指站空比在某几个值之间快速变化，所以输出功率有变化。并且这个变化也要靠输出滤波器来滤波所以，如果抖的低了，输出纹波就大了。如果抖的快，就能实现调节作用。类似Δ-Σ变换的DA。哈哈。要求实现开关周期的单周期调整。



由于普通的PWM都是单边斜率的，所以，对频域几乎没有影响，并不能减少EMI，只有双边斜率的PWM才能减少EMI。



不过这个抖动又会对反馈调整算法有影响。



我做过尝试，不过没有成功。郁闷。



但是总感觉，方向似乎没问题。

donkey

调节频率来控制还是比较难的

bany

主要是开关管的电压电流定额比较大。调频是软开关呢。呵呵。

SUN0_LIANG

【15楼】 bany :本来我想说的，你把我堵回去了——太好了。

同意：频率抖动和占空比抖动是不一样的。 占空比抖动频率未变，EMI基本不变。



bany ：调频是

看自激就不看了，调频软开关不太清楚。电流软还是电压软??说说。

bany

软开关是今后电源发展的一个趋势。

总体来说，软开关的实现分两种：ZS与ZT。所谓ZS多指谐振源在谐振周期过零（电压或电流）时进行切换。而ZT多是利用辅助开关，在开关时刻附近把谐振电路加进主电路，软化开关过程。



谐振开关可以看做简单的LC回路。把开关和电容并联就是ZVS，和电感串联就是ZCS。根据结构形式有多种，比如隔离拓扑、升降压等等。由于是谐振，所以需要改变频率来调整输出功率。并且谐振峰值通常比较大，导致开关虽然是在软状态切换，但是开关的电压或电流定额又小不下来的尴尬局面。目前功率普遍不大。主要用在通讯设备等场合。特点是，频率可以很高，有报道说用ZVS实现过10M的开关频率。所以功率密度可以做到很高。但是基本的电路里电压峰值受输出影响十分大，甚至达到输入的11倍！

零转换（ZT）由于需要辅助开关管，所以开关控制比较复杂，但是可以方便的应用于各种开关拓扑。由于ZT过程只发生在开关前后，而且时间很短，所以并不影响PWM调治。目前多用于中大功率的变换上。由于辅助开关管在ZT过程中的电压或电流定额均超过主开关管，所以即使只处理谐振功率，也不能减少开关成本。这在小功率应用中限制了其发展。典型的代表是有源钳位正激电路。各种ZCT、ZVT拓扑的研究也比较活跃。实际应用中，比较广泛的就是PS ZVS、ZV-ZCS。功率在几百瓦到数千瓦之间。

更大功率的场合，由于功率器件的限制，开关频率只有几K，所以开关损耗并不显著，相应的软开关拓扑也不多。



软开关的软的原理是这样的：P=UI，所以，在开关转换的时间里，通过是U或I为零，则P为零。就是说转换期间不损耗能量。这里通常能将损耗减少一两个数量级，由于功率开关的耗散功率是有个额定的，所以，通过减少每次开关的耗散，则在同样频率下可降低开关的温度、延长寿命等，在同样的耗散功率下，则可提高开关频率，提高功率密度。



根据开关类型的区别，MOS的损耗主要发生在开通阶段。由于MOS的DS电容存有很大能量，这个能量在MOS开通的时候在MOS内形成热损耗。如果能在MOS开通前把这个电容的电“抽”走，则MOS的开关损耗就显著降低。所以，MOS开关多使用ZVT、ZVS结构。



而对于IGBT来说，主要损耗集中在关断时的拖尾电流（tail）。所以，如果能在TGBT关断前使其电流为零，再关断，则能显著降低损耗。所以，IGBT多使用ZCS、ZCT结构。



由于PS ZVS中的滞后桥壁的另电压比较难于实现，故有人提出PS ZV-ZCS结构。超前桥壁使用MOS，实现ZVS，而滞后桥壁使用ZCS，利用饱和电感实现滞后臂的零开关。但是在实际使用中，MOS的耐压很难提高（高压的MOS阻抗大，电容大），所以大功率的变换设备还主要以IGBT、SCR、GTO、IGCT甚至GTR为主导。所以，ZVS的意义不是十分大。



根据德州的一个DATA中指出，在IGBT中，硬开关的损耗是零电压的7倍，是零电流的20多倍。



实际应用中，有源钳位的正激电路可能会比较多。



涉及到开关电源的理论讲解时，总需要结合一些图片来说明。但是我不知道用什么方式画图片方便，所以，也一直没有系统的整理。



大家有什么好办法么？

HJJourAVR

Bany的话很适合入门者，就是少了配图。



可惜，AVR单片机本身的硬件是做不了软开关的。

BUCK结构在入出压差相差很多时，占空比是在太低了的---例如12V入1.5V出 Duty约=1.5/12=12.5%.

单端正激应该可以做到接近50%的占空必，就是PWM频率太低，初级电感不能太少，励磁电感的能量比例较大，要绕好多圈。

单端反激也行。

[3.3V以下低压输出都考虑MOSFET同步整流]



请问bany,磁环的颜色代表什么?想用磁环来做电感和变压器，但种类很多，不知如何区分和选用。

bany

这里边的黄白环的μ比较低，材料是铁粉。特点是饱和磁密大，缺点是高频损耗大。多做输入的共模（50HZ）电感。或输出的直流电感。

青蓝环的材料不太清楚底细。不过多在开关电源的高频滤波电感上见过。可见其特性比较适合高频使用吧。

你那里来的照片？有青环的货源么？

HJJourAVR

照片是高丘电子器材经营部的，二手拆机件。



我手上只有几个电感，是在坏了的开关电源上拆下来的：

      半桥输出电感是整个蓝色的

      PFC电感的看不出来，绕了好多圈。

      PULSE牌的40uH电感的磁环是三黄一红的



10W功率用电脑CPU电源的磁环好不好？好像就是青蓝色的(忘记了),IT部有几块烂主板，明天寻宝去。



哪里有关于磁环材料的颜色资料？
-----此内容被HJJourAVR于2005-03-30,10:02:38编辑过

bany

这个没有确切的标准的。一般是按厂家的习惯标注。或者国内已经有了标准我不知道。



总体来说，国内的电源，输出的高频电感多是用兰色或蓝白色。

输入的PFC（无源，所以是低频）多是黄白色的环。这种环我拆过。内部是很白的金属渣--估计是铁硅铝材料。特点是饱和磁通密度大，μ低，适合大电流使用。



兰色的那种估计是无气息的就是说μ比较高，只饶比较少的几圈就有足够的电感量（因为频率高，所以实际感量或许并不大），估计材料可能是铁氧体，并且很可能没有气息。因为属于直流滤波电感，故有较大支流分量，所以可能是相当于R4K或R5K的材料吧。尽管这两种材料在高频的损耗比较大，但是由于支流电感只有很小的ΔB，所以总体损耗不大。



以上都是猜测。



令：10W功率的电感材料也要看你的电流等级和开关频率才好决定的。

电脑上的频率通常比较高，也就是说，感量会很小（几十μH的级别吧），如果你的频率不高，则不能应用。



材料的饱和磁通密度和截面积以及磁路长度决定了可以通过多少的安匝--也就是最大感量--在同等电流情况下。



具体的计算公式，请参阅我前面发过的两篇文章。

vincent.r

再来听课,mark.

YaoHui

占空比小了些

our_avr

MARK

zc3909

老帖,学习

zhiwei

设计这个电源没有问题。电流不算太大，用大电流的肖特基也可以，效率稍低。用MOS管同步续流的话效率会高一点。用专用芯片效率可以达到90％以上。

zcllom

楼主试验的如何了？

eduhf_123

MARK

firs_avr

学习中

cowboy

mark

kalo

mark

flyerhacker

完全可以  并且很简单

使用LM1576就可以    3块钱

xinjie1023

认真学习buck